在LTE中，信道柵格為100 kHz，這使得能夠靈活地微調相鄰載波之間的ACLR（Adjacent Channel Leakage power Ratio）。這種粒度也將有利於NR，並在為NR重新分配LTE頻譜時避免額外的頻譜規劃工作。因此，在低頻率下，NR與LTE共享相同的信道柵格。
對於更高的頻率，可以觀察到幾個典型的選擇，這些選項各自的優缺點，總結如下：
Opt-1：信道柵格可以是100 kHz的整數倍（即信道柵格為N*100 kHz）。對於opt-1，它可以降低合成器的複雜度。
Opt-2：信道柵格可以是每個NR頻帶支持的同步子載波間隔（SCS）的整數倍（即，假設同步SCS為15 kHz，則信道柵格為N*15 kHz）。對於opt-2，其結果是SS中心正好位於其中一個SS柵格位置，由於NR-SS中心和頻率柵格位置之間沒有偏移，這可能會獲得自然對齊。注意，opt-3和opt-4也可以得到這個結果。然而，當頻率偏移小於SCS的一半時，就像在NB-IoT中一樣，這可以通過DL同步期間的頻率偏移校正來處理。
Opt-3：信道柵格可以是與RB對應的同步頻域寬度的整數倍（即，假設同步的SCS為15 kHz，則信道柵格為N*180 kHz）。對於opt-3，其目的是信道柵格或頻率柵格與RB邊界對齊。另一方面，假設信道柵格或頻率柵格不與RB邊界對齊，則除了到RE的數據映射外，沒有其他嚴重問題。只要到RE的數據映射滿足類似LTE的標準，即RE不用於SS傳輸，這個問題就可以解決。
Opt-4：信道柵格可能是每個NR頻帶支持的所有數據/控制SCS的整數倍（即，假設所有SCS設置為15 kHz、30 kHz、60 kHz、120 kHz，則信道柵格為N*120 kHz）。對於opt-4，從系統設計和實現簡單性的角度來看，保持同步信號的子載波與數據信道的子載波對齊是有益的，在某些情況下，該opt不能保證與相鄰數據信道的所有子載波對齊，這與具體的SCS和同步序列長度有關。當opt-3和opt-4應用於CA場景時，它們優於opt-2（例如，通道柵格為105 kHz）。更具體地說，當應用opt-3和opt-4時，CA的信道間隔更小，這使得部署更加靈活。然而，opt-3和opt-4與opt-2相似，可能存在合成器複雜性問題。
Opt-5：信道柵格可以是每個NR頻帶和100 kHz支持的同步SCS最小公倍數的整數倍（即，假設同步SCS為15 kHz，則信道柵格為N*300 kHz）。即使合成器複雜度的問題目前還沒有得到確認，仍然可以假設這個要求是合理的。Opt-5可以滿足多種要求，例如降低合成器的複雜性，SS中心正好位於SS柵格位置之一。
Opt-6：信道柵格可以是每個NR頻帶和100 kHz支持的所有數據/控制SCS的最小公倍數的整數倍（即，假設所有SCS設置為15 kHz、30 kHz、60 kHz、120 kHz，則信道柵格為N*600 kHz）。與opt5類似，opt-6可以滿足多個要求，例如降低合成器的複雜性，SS中心正好位於SS柵格位置之一，儘可能保持同步信號的子載波與數據信道的子載波對齊。但opt-6和opt-5也有同樣的缺點，即較大的信道柵格可能會影響部署靈活性。
頻率柵格
稀疏頻率柵格柵（比信道柵格）意味著同步信號（SS）的頻率中心不同於物理載波（PC：physical carrier）的頻率中心，這導致在獨立模式下使用更大的最小PC帶寬。這是因為PC BW中的可用子載波的數量應該大於或等於（Ind_SS+N_SS/2）*2=Ind_SS*2+N_SS，其中Ind_SS是PC中心子載波和SS中心子載波之間的頻率差，N_SS是如圖1所示的SS帶寬。需要注意的是，較大的最小PC BW將影響LTE頻譜的再利用，即帶寬低於最小PC帶寬的LTE頻譜只能在非獨立模式下由NR重新利用。
很明顯，稀疏頻率柵格意味著更快的小區搜索，但會導致更高的最低系統帶寬要求。如圖2所示，其中假設100 kHz信道柵格和15 kHz SCS，可以看出，對於8000 kHz頻率柵格，最接近PC中心子載波的SS中心子載波的索引在最壞情況下為267。這意味著至少應該有596（（267+62/2）*2）個可用子載波，並且最小PC BW可以是10 MHz（600個可用子載波）。另一方面，如果頻率柵格為2000 kHz，則最接近PC中心子載波的SS中心子載波的指數在最壞情況下為67，這意味著如上所述，最小PC BW至少為5 MHz。因此，在選擇特定頻段的具體頻率柵格時，應考慮在降低小區搜索複雜度和增加最小物理載波帶寬之間進行權衡。同時，可以考慮在PC-BW較大的情況下應用多個NR SS，以進一步減少小區搜索時間和複雜性。
初始接入其他信道的頻率位置
一旦根據上述原則確定NR-SS的頻率位置，剩下的問題是確定初始接入期間使用的其他信道的頻率位置。每個NR-SS應配備一個NR-PBCH。NR-SS和相應的NR-PBCH之間的相對位置應該是固定的，這樣就可以避免用於指示NR-PBCH位置的盲檢測的複雜性。
在初始接入期間，除NR-SS/PBCH以外的信道（例如RAR、其他SI、剩餘最小SI和相關控制信道）的資源分配應僅在PC BW的一部分內完成，為了便於描述，該部分在下文中稱為「虛擬載波」（VC）。這是因為初始接入的BW應該小於或等於UE接收BW（例如20 MHz）的最小能力，這不應該像我們在LTE中所做的那樣由最大PC BW定義，因為NR的PC BW將遠大於LTE（例如100 MHz）。
另一個問題是確定VC的頻率位置。一種可能性是為NR-SS和VC應用相同的中心子載波，這避免了NR-PBCH中額外的信令開銷，以指示VC的頻率位置。然而，該方法將對VC的可用頻率資源量產生限制，尤其是在如圖3-（a）所示的小型PC BW的情況下。另一個想法是為PC和VC應用相同的中央子載波。儘管這種想法要求指示NR-PBCH中VC或PC的頻率位置，例如NR-SS的中心子載波和VC之間的偏移，但它允許在初始接入期間最大限度地靈活分配資源，因為VC的BW可以儘可能大，前提是它不超過UE接收BW的最小能力，如圖3-（b）所示。
根據上述偏好，應註明VC或PC位置。一個相關的問題是如何通知這些信息。請注意，如果頻率柵格比信道柵格更稀疏，那麼一個頻率柵格對應於一個或多個信道柵格這一可預見的事實是很自然的。一種直接方法是，可以使用E-UTRA絕對射頻信道號（EARFCN）來通知該信息。然而，在NR場景中，系統帶寬更寬。因此，如果直接使用EARFCN，信令開銷非常大。另一種有效的方法是，可以使用相對於當前頻率位置的偏移來通知信息。該偏移量可以是相對信道數或其他相對量。
NR-PSS/NR-SSS的中心頻率可能不同於NR載波的中心頻率。信道柵格被定義為潛在頻率位置之間的階躍函數，作為工作頻帶中載波的中心頻率，在LTE中為100 kHz。UE將在小區搜索中基於指定的信道柵格搜索每個頻帶中載波的中心頻率。由於系統帶寬範圍很寬，UE可能需要搜索大量柵格頻率位置。為了降低小區搜索中UE的複雜度，潛在的解決方案是使信道柵格具有較大的價值。在LTE中，UE可以具有每個工作頻帶的查找表，因為PSS/SSS位於頻譜的中心，並且作業系統帶寬與工作頻帶的帶寬完全相同。對於家庭網絡，UE將由服務提供商配置可用的工作頻帶和同步信道位置。UE在家庭網絡上運行沒有問題。為了支持漫遊到其他NR網絡，應為漫遊UE搜索同步信號的每個工作頻帶指定或預先配置默認同步信道資源分配。大信道柵格可能會降低UE小區搜索的複雜性，但也會降低網絡實現的靈活性。關鍵是UE對柵格和同步信號（NR-PSS/NR-SSS）在每個頻帶的初始接入（冷啟動）期間的假設。
NR信道柵格討論應側重於網絡部署的靈活性，通過限制每個載波柵格的同步信號數量和前向兼容性來考慮UE小區搜索的複雜性。可以考慮以下幾種備選方案：，
NR頻帶中載波的中心頻率位置不受限制–基於與LTE中類似的信道柵格，指定作為頻帶中載波中心頻率的頻率位置集。UE將根據指定的信道柵格值搜索具有間隔的所有頻率單元。這種設計將在網絡部署中提供最大的靈活性，但在UE小區搜索中具有較高的複雜性。為了降低UE搜索載波中心頻率的複雜性，信道柵格值需要與每個頻帶中支持的最大系統帶寬成比例地增加。
備選方案1：當對載波的中心頻率沒有限制時，信道柵格將被設置為與每個頻帶支持的最大系統帶寬成比例的更高值，以最小化UE小區搜索的複雜性。
大多數運營商在初始部署後不會改變載波和NR-PSS/NR-SSS的中心頻率。如果某個頻段的載波中心頻率位置因不同地區而異，則在某個國家部署特定頻段時，可以添加其他值。根據信道柵格的解析度定義載波的潛在中心頻率位置。這將允許信道柵格的精細解析度，並最小化UE的搜索次數。然而，當運營商在不同的頻率位置配置中心頻率時，這可能會為傳統UE帶來向後兼容問題。
備選方案2：載波和NR-PSS/NR-SSS的潛在中心頻率位置由規範中每個頻帶的信道柵格的精細解析度規定。
預先配置載波和NR-PSS/NR-SSS的中心頻率位置——當規範中規定了載波和NR-PSS/NR-SSS的潛在中心頻率位置時，運營商在部署時不靈活。當運營商希望將中心頻率位置更改為新的頻率位置，或者不同國家的運營商將設置新的中心頻率位置時，指定的中心頻率位置可能會為傳統UE產生向後兼容問題。當在運營商網絡中激活NR設備時，所有NR載波及其相關NR-PSS/NR-SSS的中心頻率位置將預先配置到該設備。如果中心頻率位置發生任何變化。