關於PWM話題，很多電源工程師工作中會遇到不同的問題。其實找到問題的根源，才能對症下藥。下面給大家分享幾篇不錯的文章，供大家學習~

基於DSP技術的三相逆變電源之SPWM原理簡析

DSP技術晶片的出現極大的改善了開關電源的研發和設計思路，也為工程師的研發工作提供了諸多便利。在今明兩天的方案分享中，我們將會為大家分享一種基於DSP技術的三相逆變電源設計方案。在今天的分享中，我們首先就這一三相逆變電源的SPWM調製原理進行簡要介紹和分析。

在本方案所設計的這一基於DSP技術而研製的逆變器電路中，核心部分主要採用的是美國TI公司生產的TMS320LF2407A DSP晶片。在確定了DSP技術晶片的核心控制理念後，接下來我們就能夠根據數字控制思想構建通用的變換器系統平台。此變換器平台硬體上具有通用性，不僅適用於500W的三相逆變電源，對於輸出性能有不同要求的逆變器，只需對軟體進行修改即可滿足要求。本方案的設計指標為輸入電壓220V（AC），輸出電壓110V（AC），頻率50Hz，輸出功率500W，輸出電流4.5A，輸出總諧波因數（THD）2%。系統原理圖如下圖圖1所示。

系統構成

從圖1所給出的系統原理圖可知，整個基於DSP技術晶片所研發的三相逆變電源系統由輸入整流濾波、全橋逆變、輸出濾波、驅動隔離、數字控制器、輔助電源等部分構成。其中，基於DSP技術的數字控制器主要為功率電路中給開關管提供門極驅動數位訊號。

在整個三相逆變電源系統中，特定的驅動信號是根據控制指令的比較綜合，通過某種調節規律及調節方式獲得的。在數字控制器DSP中，還包括時序控制等。而驅動隔離部分主要是給功率主電路的開關管提供驅動模擬信號，即通過電位隔離和功率放大，在數位訊號與模擬信號之間架起一座橋樑。輔助電源主要是向控制、驅動電路提供驅動電源和控制電源。輸入整流部分完成ACDC的轉換，逆變橋部分完成DC-AC的轉換。

SPWM調製原理

在了解了這一基於DSP技術所設計的三相逆變電源系統構成情況後，接下來我們再來看一下SPWM調製原理。在採樣控制理論中有一個重要結論，相信很多工程師都非常清楚，那就是衝量相等而形狀不同的窄脈衝加在具有慣性的環節上，其基本效果相同。這個結論是PWM控制的重要理論基礎。

在本方案中，我們所設計的這一三相逆變電源，其主系統產生脈寬調製波的基本方法也正是基於上文中所提及的採樣控制理論而設計的。我們選擇把一個正弦波的每半個周期分成等分，然後把每等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積用一個與此面積相等的等高矩形脈衝來代替，則各脈衝的寬度將按正弦規律變化。通常選正弦波為調製波，以高頻率的等腰三角形作為載波，由之相交構成正弦波脈衝調製（SPWM）。在這一三相逆變電源系統中，產生SPWM波的步驟如下：

首先，採用載波頻率為20kHz，即載波周期為50s。然後利用通用定時器T1的周期中斷T1PINT作為載波周期中斷，此時T1的計時器周期相當於載波周期。此時T1的計數模式應設為連續增減模式，而CPU的時鐘頻率則應當設定為40MHz，同時設置T1CON中的定標係數為4，即T1的輸出頻率為10MHz，計數周期為100ns。

在完成了T1技術模式和CPU時鐘頻率的設計後，接下來我們就需要根據占空比表達式計算出每個矩形脈衝的占空比，用占空比乘以周期寄存器的值，從而計算出比較寄存器的值，並使脈衝個數指針加1。在完成了上述操作後，接下來我們需要從周期中斷子程序中將計算所得的比較寄存器的值，送到比較寄存器中，並置相應的標誌位。主程序根據標誌位來判斷是否已完成一個周期的操作，如果標誌位已置1，則清標誌位，調計算占空比子程序，然後進入等待狀態;如果標誌位未置1，則直接進入等待狀態……

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對比講解 PWM與可控矽調光哪個更好？

LED照明領域中關於調光的技術種類多樣，其中較為常用的兩種調光方式分別是可控矽調光與PWM調光，那麼這兩種調光方式的區別在哪裡？各自的優點與缺點又是什麼的？本文就將針對這個問題幫助大家進行全面的分析，從而掌握這兩種調光方式的區別。

可控矽調光是一種物理性質的調光，而PWM調光是通過脈衝調光.調光原理存在著根本的不同。可控調光可使用普通的調光器，但是PWM必須用專用的調光器進行調光。所以PWM的成本相對較高，自家用可控矽就可以，但100燈以上就需要使用PWM。

PWM的一個優點是從處理器到被控系統信號都是數字形式的，無需進行數模轉換。讓信號保持為數字形式可將噪聲影響降到最小。噪聲只有在強到足以將邏輯1改變為邏輯0或將邏輯0改變為邏輯1時，也才能對數位訊號產生影響。對噪聲抵抗能力的增強是PWM相對於模擬控制的另外一個優點，而且這也是在某些時候將PWM用於通信的主要原因。從模擬信號轉向PWM可以極大地延長通信距離。在接收端，通過適當的RC或LC網絡可以濾除調製高頻方波並將信號還原為模擬形式。PWM既經濟、節約空間、抗噪性能強，是一種值得廣大工程師在許多設計應用中使用的有效技術，但相對的，其成本也是較為昂貴的。

就目前LED照明領域的發展情況來看，時下最為熱門的調光技術就是可控矽調光。但這種技術雖然受到廣泛關注，但其卻不如PWM調光發展成熟，目前PWM調光技術更為穩定且不存在頻閃問題，這一點是可控矽調光在現階段無法超越的。最終的選擇結果，還是需要根據設計者自身的需要作為主要考量……

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基於ne555的史上最簡單SPWM改進電路

SPWM擁有精度高、輸出正弦波波形好等特點。大多數的SPWM使用單片機進行設計，選擇正確的單片機能夠使的整體設計變得簡單高效。在本篇文章當中，小編將為大家介紹一種簡單的基於ne555的SPWM改進電路，該電路的最大特點就是簡單，非常適合初接觸單片機的設計者。

本設計的優點：

1、對新手非常友好，大概是目前為止最簡單的SPWM電路。

2、採用了單電源寬電壓供電（10V-30V）。

3、輸出最大占空比高，仿真時最大占空比已經接近100%。這將導致母線電壓利用率高。母線電壓340V就足夠產生230V的工頻正弦交流電。

4、隔離輸出，受外圍電路干擾少。

需要注意的是，在這個電路設計當中是沒有穩壓反饋的，所以穩壓功能全靠前級完成。前級一般由SG3525或者TL494組成，穩壓功能需要充分利用起來。由於使用了虛擬雙電源，因此單電源供電即可，省略一個輔助電源變壓器。
再看驅動板電路圖：

如圖2所示，LM7809將電池電壓降為穩定的9V，這使得電路可以在寬電源（10V-30V）情況下工作，TDA2030為核心組成了虛擬雙電源，將正9V變成正負4.5V的雙電源。NE555及周邊元件組成頻率約為20KHz的高線形度三角波振盪器。在NE555的2和6腳可以得到在3V和6V之間運動的三角波。

IC1為LM324，IC1A及周邊元件組成50Hz工頻正弦振盪器，產生幅度4。5V的正弦波（對於產生的虛地），圈一電位器將這個正弦波幅度分壓到3.5V。IC1B和IC1C及周邊元件組成精密整流電路，將正弦波變成3V幅值的饅頭波。饅頭波要去和NE555的三角波比較，三角波和饅頭波的幅值雖然向同，都是3V，但是這個饅頭波的最低電位比三角波的高1.5V……

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牛人有高招 輕鬆搞定PWM波占空比測量

占空比對於PWM波來說，是一項非常關鍵的參數，直接關係到其控制精度，這也是工程師在實際操作中需要十分重視的參數項目。那麼，設計研發人員應該採用什麼方法來精確的測量出PWM波的占空比呢？在這裡我們將會為大家介紹幾種常用方法，一起來看看牛人是如何輕鬆搞定測量過程的吧。

這裡我們以NI的數據採集板卡為例，將會為大家分享三種PWM波的占空比測量方案，下面我們來具體看一下這四種方案的操作方式。

利用計數器進行測量

在進行占空比測量時，最簡單的一種方案就是使用計數器半周期完成測量。支持的計數器需要有雙邊沿分離檢測的特性，在實際工作中，通常32位寬的計數器都支持該測量。該方案通過預設半周期時間可以得到非常高精度的測量結果。在NI的採集板卡類型中，cDAQ 9174,9178有四個計數器，每個槽都可以使用計數器資源，而cDAQ-9172隻有5槽和6槽可以使用計數器資源。對於帶2個24位計數器的板卡來說，這種板卡一般不具有雙邊沿分離檢測，工程師可以採用脈衝寬度測量的方式，分別測量高脈寬時間和低脈寬時間，從而計算占空比。

利用模擬採集測量

除了使用計數器來完成占空比測量之外，工程師也可以利用模擬採集來完成測量工作。該方案主要使用波形測量選板中的脈衝測量VI，可以根據周期性的採集數據計算占空比。要求模擬採集有足夠高的採樣率（5~10倍以上脈衝頻率，根據占空比而定）才能獲取足夠的波形信息，來提高占空比測量精度。這種通過軟體來計算占空比的方式處理速度相對而言比較一般。

利用FPGA完成測量

想要測量PWM波的占空比，工程師還可以利用FPGA來幫助自己完成測量工作。FPGA上有精確的40MHz時鐘驅動的計數器資源，通過記錄信號沿變化時刻的計數器值可以計算得到PWM波的脈寬和周期，從而計算出占空比。圖4所示的程序即為FPGA占空比測量程序，實際調用時可將Digital In換成模塊IO……

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移相全橋PWM ZVS DC-DC變換器運行缺陷簡析

移相全橋PWM ZVS DC-DC變換器目前被廣泛的應用在汽車、通訊以及光伏變電系統中，憑藉高效率、高穩定性的優勢，這種新型的變換器正在逐漸成為不同行業的應用新寵。然而，即便是具備了多種優勢的移相全橋PWM ZVS轉換器，也同樣具有一些無法克服的缺陷，本文將會就該種類型轉換器的缺陷進行簡要總結和分析。

在實際應用中，移相全橋PWM轉換器的一個最大缺陷在於，當其處於輕載狀態時難於實現ZVS。這是因為該種轉換器的超前橋臂和滯後橋臂開關管實現ZVS的條件不同造成的。由於兩個橋臂上的開關管實現ZVS都需要相應的並聯諧振電容能量釋放為零，這樣二極體才能自然導通。而對於超前橋臂來說，T2開通前的t01期間，放電電流ip較大且恆定不變。另一方面由於變壓器原副方有能量傳遞，原方等效電路中電感L=Lr+K2Lf很大，故用於實現超前橋臂開關管ZVS的能量很大。而滯後橋臂T3開通前的t23期間，一方面ip逐漸變小，另一方面由於二極體D5、D6同時導通，變壓器副方被短路，原副方沒有能量傳遞，等效電感大小僅為Lr，故用於實現滯後橋臂開關管ZVS的電感能量較小，滯後橋臂較難於實現ZVS。滯後橋臂實現ZVS的條件是：

在該公式中，I2為t2時刻原邊電流值。由此公式的計算推導可以得出，當輕載時電流I2較小，故滯後橋臂難於實現ZVS。

除此之外，移相全橋PWM轉換器在實際應用中，還有另一個缺陷，那就是它的輸入電壓和變換器轉換效率的矛盾不可調和。在輸入電壓保證能輸出滿載電壓的前提下，當輸入電壓Vin較低時，占空比大原邊環流能量較小，變換器效率較高。而當輸入電壓Vin較高時，占空比小，原邊環流能量較大，變換器效率較低。為取得較高的效率，移相全橋PWM ZVS DC-DC變換器通常設計在輸入電壓較低，占空比較大時工作。出現輸入電壓掉電時，負載能量只能由直流母線電容提供，短時間內輸入電壓很快降低。這時要維持輸出電壓恆定，要求占空比更大，電路失去超調能力，使輸出電壓很快降低……

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移相全橋PWM ZVS DC-DC變換器工作階段簡析

移相全橋PWM ZVS DC-DC變換器具有拓撲結構相對簡單、功耗小、效率高等特點，在應用中尤其受到工業製造領域和光伏變電系統的歡迎。該種類型的變換器在日常的運行過程中，由於受到其工作原理和結構影響，具有六個不同的工作階段。本文將會針對該種變換器的六個工作階段進行簡要分析和總結。

在進行該類型轉換器的六個工作階段分析之前，我們先來看一下這種移相全橋結構的轉換器工作波形，其波形如下圖所示：

下面我們開始就六個不同的工作階段，展開分別的分析和總結。

移相全橋轉換器的第一個工作階段是在t0時刻關斷T1，電流ip從T1轉移到C1和C2支路中，給C1充電，同時C2被放電。這是一個完整的工作階段。在此期間，諧振電感Lr和濾波電感Lf是串聯的，而且Lf很大，可以認為ip近似不變，類似於一個恆流源。電容C1的電壓從零開始線性上升，電容C2的電壓從Vin開始線性下降，在t1時刻，C2的電壓下降到零，T2的反並二極體D2自然導通，將T2的電壓箝在零電位。

在轉換器的第二工作階段中，從波形圖中我們可以比較清楚的看到，t1時刻T2的電壓已被箝在零電位，T4導通。在這一階段里VAB=0，此後ip將經T4，D2和Lr續流，ip減小，其感應電壓使變壓器副方二極體D5導通，續流If。在此續流階段，D2導通，只要滿足t01=t1-t0即可。

移相全橋轉換器的第三工作階段是在t2時刻，關斷T4，原邊電流ip轉移到C3和C4中，一方面抽走C3上的電荷，Vc3從Vin下降。另一方面同時又給C4充電，Vc4從零逐漸上升，T4軟關斷。在此工作階段內，變壓器副邊二極體D6導通。由於濾波電感電流If近似為恆流，此時變壓器副邊整流二極體D5、D6之間進行換流，由於D5、D6同時導通，變壓器副邊被短路。

接下來進入到該轉換器的第四個工作階段。通過其工作波形圖我們可以看到，在t3時刻，C4電壓充至Vin，C3電壓放為零，二極體D3自然導通Vc3=0。在第四個工作階段中，只要t23=t3-t2。

在移相全橋轉換器的第五個工作階段中，從上圖的波形走向中我們可以比較清楚的看到，t4時刻ip過零反向增加，由於ID6仍然不足以提供If，故D5、D6仍然同時導通，副邊電壓為零……

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