霍兆鏡 畢然
廣東美的製冷設備有限公司
摘要
Abstract
為提升空調器電控的功率密度，需提升開關器件的工作頻率，從而減少無源器件的體積。基於功率因數校正（PFC）的工作原理，分析PFC高頻化後功率器件發熱的根本原因。通過改善控制方法以及選取更加匹配的功率器件降低功耗，並採用一台具有7.2 kW製冷能力的空調器作為PFC的負載進行實驗驗證，結果表明，與現有技術方案相比，採用改善的控制方法以及設計方案後PFC電路的IGBT溫度能夠降低15℃以上，溫度能夠降低10℃以上。
關鍵詞
Keywords
高頻；PFC；控制方法；變載頻
DOI:10.19784/j.cnki.issn1672-0172.2023.01.015
0 引言
隨著科技的發展，開關電源的功率密度不斷得到提高，空調電控的功率密度也跟隨著科技的發展越做越小以實現高功率密度的目標。受室外機電控環境的限制，室外機的功率器件有一定的爬電距離以及電氣間隙要求，故目前室外機所採用的器件普遍為插件形式的功率器件。若需要把功率器件功率密度提高，可以採用高度集成的功率模塊實現[1-2]，但是功率器件選型時會非常受限，而且開關速度等參數不能調節。除此，採用提升開關器件頻率的方法，可減少無源器件的體積，但該方法的缺點是增加開關損耗。在提升功率因數校正（以下簡稱PFC）電路的載頻並降低開關損耗方面，學術界提出了各種方案：採用新的電路拓撲，如諧振式PFC電路[3]、改良型圖騰柱PFC電路[4]；採用各式軟開關技術降低損耗[5-6]以及採用第三代半導體技術[7]。本文研究使用第一代半導體作為PFC電路主開關器件並大幅提升開關器件的工作頻率，同時需要達成比提升頻率前更低開關損耗以及溫升，並減少電感體積（減少電感量）、減少電解電容容量，從而實現低成本高功率密度的PFC電路。本文主要分為三個部分：（1）控制方法優化；（2）功率器件選型；（3）測試驗證。
1 PFC控制方法優化
1.1 常規 PFC 控制方法
連續電流模式平均電流控制方式是空調器普遍使用的一種PFC常規控制方法。平均電流控制方法的特點是電流峰值跟蹤平均電流變化，控制頻率為恆定值[8]。控制器對輸出電壓進行比較並輸出誤差信號，該信號與市電電壓信號乘積後與輸入電流信號進行對比並輸出電流誤差信號，定頻鋸齒波信號與電流誤差信號比較後輸出開關管控制信號，實現了開關管的開通與關閉控制。PFC升壓電路工作過程中，電感電流紋波：
輸入電壓
是一個隨時間變化的量，其變化範圍為
式中，Uin為輸入電壓；Uo為輸出電壓；∆I為電流紋波；f為PFC載頻；Uinrms為輸入電壓有效值；L為PFC電感感量。
設電感在工作過程中電感量L恆定，平均電流控制方式，因PFC載頻f恆定，則電感的紋波電流∆I將跟隨輸入電壓Uin的變化而變化。
實際應用中，開關管的每次開關將產生開通以及關斷損耗。因此在實際應用當中，需要製作高效大功率電源的場合往往採用低載頻（例如20 kHz）對開關管進行控制，以最大程度的降低開通以及關斷損耗。但是，低開關載頻的代價是需要更大體積的無源器件（如電感、電解電容）。
1.2 PFC控制方法優化
從上述分析可知，若保持電感的紋波電流∆I不變，設電感在工作過程中電感量L恆定，則PFC電路的控制載頻將跟隨輸入電壓變化而變化，如圖1所示，其中虛線為輸入電壓，實線為PFC控制載頻曲線，該曲線可描述為：
對輸出電壓Uo、紋波電流∆I限定後，可根據實際需要限定的最高開關頻率f計算出最小電感量L。通過對式（2）進行積分處理可得變載頻控制的平均頻率為：
從上述載頻變化曲線可知，輸入電壓瞬時值低，即在過零處附近，PFC控制載頻f也比較低，若此時仍然按照上述控制方式將出現兩個問題：（1）過零處輸入電壓較低，因輸入電流較大容易出現諧波問題；（2）若控制頻率低於20 kHz，容易出現人耳能夠聽到的範圍，即電路產生異音。當輸出電壓比較低時，在輸入電壓波峰處，同樣會出現控制頻率低於20 kHz的情況。鑑於上述問題，可對控制方法進行優化：當控制頻率低於20 kHz時，保持該控制值不變。上述的控制載頻變化曲線優化後如圖2所示。圖中0時刻到θ1、θ3到θ4以及θ6到θ7因頻率低於設定頻率20 kHz，控制頻率限定在fb=20 kHz。fa為設計最大運行頻率，可通過設定輸出電壓Uo、紋波電流∆I以及電感量L獲得。
因控制方法採用了分段控制，故平均頻率值為恆定頻率部分的開關次數加上變載頻部分的開關次數：
式中：
從上述分析可知，採用了變載頻控制方案後，在保證相同電感量、相同電流紋波的前提下能夠降低PFC的開關次數，從而有效降低了電路開關器件的損耗。
2 PFC電路損耗分析
PFC電路的損耗主要集中在功率器件上，即開關管的損耗以及快恢復二極體的損耗，而且上述器件開關頻率越高，其損耗越大。
2.1 開關管損耗分析
因IGBT電流處理能力和耐衝擊能力強，具有一定的耐短路能力並且價格相對便宜，所以IGBT普遍應用於空調室外機的PFC電路中。IGBT的工作過程示意圖如圖3所示，IGBT損耗分三部分：導通損耗Ponsat、開通損耗Ptron以及關斷損耗Ptroff。則IGBT總損耗PQloss可計算為：PQloss=Ponsat+Ptron+Ptroff。
PFC電路工作時，通過IGBT的電流的包絡線為輸入電流波形，IGBT的導通損耗與導通管壓降有關，導通損耗Ponsat為：
式中，Ucesat為IGBT的導通管壓降；IDav為通過IGBT的平均電流，顯然，降低IGBT導通損耗需選用低Ucesat值的IGBT。
單次開通損耗為：
式中，Vds為IGBT的集電極與發射極之間的電壓；Ids為通過IGBT的瞬時電流；ID1為開通瞬間通過IGBT的電流；tr為IGBT開通時電流從10%（即t1時刻）上升到90%（即t2時刻）的時間。
單次關斷損耗為：
式中，Vds為IGBT的集電極與發射極之間的電壓，ID2為關斷瞬間通過IGBT的電流，tf為IGBT關斷時電流從90%（即t3時刻）下降到10%（即t4時刻）的時間。
從器件角度分析，若需降低開關損耗則需減少開通時間tr和關斷時間tf，即加快IGBT的開通與關斷的過程。加快開關速度需要考慮兩個方面：
（1）器件開關速度。選擇器件時需要選擇高速器件，即選擇低開通時間tr值和低關斷時間tf值的IGBT，同時IGBT內部快恢復二極體要有低反向恢復時間trr值以及低反向恢復電荷量Qrr值[9]，否則高速開關的IGBT將發熱嚴重。
（2）高速開關過程是否存在振盪。在實際應用當中開通時間tr和關斷時間tf除了與器件相關外還與驅動電路有關。根據RC時間常數計算公式
（式中，Vt為任意時刻t時電容上的電壓值；Vu為電容充滿電後的電壓值；R為電路中的阻抗；C為電路中的電容的容值），IGBT的開通時間tr與IGBT的驅動電路中的驅動電阻Rg以及IGBT門極與源極之間的電容容量Cgs有關係。故實際應用中需要減少驅動電阻Rg以獲取較短的開通時間以及關斷時間進而減少開關損耗。因開通過程中，電容Cgs的充電電流由驅動晶片提供，此時需要評估IGBT工作時門極的最大充電電流
，其中Ucc為驅動晶片門極驅動電壓，RG為IGBT內部的柵極電阻。若充電電流Ig大於驅動晶片最大供電電流時需要更換驅動晶片。但是速度過快因驅動迴路中存在寄生電感Lg，容易造成驅動信號出現振盪，造成開通過程出現多次的開關損耗反而加劇了IGBT的發熱。根據現有研究表明
[10]，可採用在IGBT的G級以及E級之間並聯解耦電容減少開通振盪，解耦電容Ci的選擇可以根據RLC的阻尼振盪判斷條件選取，即：
2.2 快恢復二極體的發熱分析
快恢復二極體損耗有導通損耗和反向恢復損耗。
導通損耗與快恢復二極體的導通管壓降UF以及導通內阻Rs有關，對於簡單快速計算快恢復二極體的導通損耗時，其導通損耗PDon為：
式中，IDav為通過快恢復二極體的平均電流；IDrms為通過快恢復二極體的電流有效值。顯然，選用低導通管壓降的快恢復二極體能夠降低快恢復二極體的導通損耗。若需要考慮二極體溫升以及導通電流影響可參考文獻[11]。
反向恢復損耗PDr與PFC輸出電壓UDC、二極體的反向恢復電流Irm、反向恢復時間trr、反向恢復電荷Qrr有關，其形成過程如圖4所示，該過程的損耗為：
快恢復二極體總損耗為：
從上述分析可知，減少快恢復二極體的損耗需要採用低UF、低Irm、低trr、低Qrr的快恢復二極體。
需要注意的是，二極體出現的反向恢復電流會通過IGBT，從而加大IGBT的開通損耗，因此採用低Irm值的二極體能降低快恢復二極體以及IGBT的損耗。
3 實驗驗證
對於上述設計方法，本文採用一款製冷量為7.2 kW的空調器進行驗證，如圖5所示，該機型具有一個輸出功率為3.5 kW的PFC電路。電路參數如表1所示。
從表1中的參數可以看出，新方案的無源器件均比原電路參數值要少，其中電感的感量減少50%，電容容量減少12%，而運行頻率提升了100%。原電路採用了固定35 kHz的運行方式，而新方案中採用了本論文中的變載頻運行方式，其最高運行頻率達到了70 kHz。根據式（1）可知，新方案中，PFC電路的電流紋波與原電路參數基本一致（電流紋波值均為3 A）。在器件選擇方面，採用本文方法對器件進行了重新選取，新器件IGBT的參數如表2所示，快恢復二極體參數如表3所示。顯然，新器件支持更快的開通和關斷速度。
圖6為PFC電路採用變載頻控制方法的運行波形（輸入電壓220 V，負載功率2500 W），圖中包含了電感電流（綠色）、輸入電壓波形（黃色）以及PFC載頻變化曲線（粉紅色）波形。圖中PFC載頻在輸入電壓過零以及波峰處進行最低載頻限制（20 kHz）運行，從而保證了電路不出現異常聲音以及減少過零處電流諧波。
為加快IGBT的開關速度，減少IGBT的開關損耗，此時需要從兩個方面實現：（1）減少驅動電阻值，減少IGBT輸入電容Ciss的充電時間；（2）更換開通時間更短的IGBT，如表2所示，原型號STGFW40V60DF，其開通時間經典值為35 ns，Cres為180 pF；採用高速IGBT型號為FGAF40S65AQ，其開通時間經典值為10 ns，Cres為10 pF。顯然，高速IGBT能夠實現更加高速的開通速度，同時其Cres值較小，開通過程中抽取驅動電荷較小，能夠實現快速開通的同時減少IGBT開通過程驅動波形出現的振盪。通過優化，把IGBT的柵極驅動電阻減少為4.7 Ω，並在IGBT的G、E兩極增加解耦電容，實現高速開通的同時最大程度地減少開通振盪，IGBT運行過程柵極驅動波形如圖7所示（黃色為IGBT柵極驅動波形，綠色為電感電流波形，此時樣機運行在極限功率狀態，電感電流峰值為31 A）。
通過上述優化措施可以提升開關頻率，同時，在散熱條件不變的情況下實現功率器件的溫升不變（即提升開關頻率但開關管的損耗不變）。通過在空調器外機溫度在37℃，輸入電壓200 V情況下對PFC電路的功率器件進行溫升對比測試，運行功率為3500 W，功率器件的溫升數據如表4所示。通過測試數據可知，採用本文的PFC設計方法，能夠提升PFC載頻，降低電感量，降低母線電容值的同時保持功率器件的溫度與原電路的溫度基本一致。
4 結論
本文採用變載頻控制方法結合第一代半導體器件的高速開關技術應用對提升PFC載頻進行研究設計，在提升PFC電路載頻、減少電感體積（減少電感量）、減少電解電容容量的同時，IGBT以及快恢復二極體的溫升比提升載頻之前要低1℃以上。從而實現電路拓撲簡單、成本低、損耗低的高功率密度PFC電路。實驗結果表明：
（1）通過優化控制方法，即採用變載頻控制方法能夠降低IGBT的溫度6.7℃，降低快恢復二極體溫度2.1℃。
（2）採用第一代半導體器件的高速開關技術應用，能夠降低IGBT的溫度9.4℃，降低快恢復二極體溫度9.8℃。
（3）變載頻控制方法以及高速開關技術應用方法應用於空調器後：能夠在提升PFC載頻100%，電感量降低50%的情況下，IGBT的溫度比載頻提升前降低1℃，實現頻率提升，溫度降低；與原技術方案相比，PFC電路的IGBT溫度能夠降低15℃以上，快恢復二極體溫度能夠降低10℃以上。
（4）變載頻控制方法以及高速開關技術應用方法應用於空調器後，能夠通過諧波等所有EMC測試，諧波裕量能夠達到25%以上。
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（責任編輯：馬冀圓）