關於PWM話題，很多電源工程師工作中會遇到不同的問題。其實找到問題的根源，才能對症下藥。下面給大家分享幾篇不錯的文章，供大家學習~

解析開關死區對SPWM逆變器輸出電壓波形的影響

摘要

分析開關死區對SPWM逆變器輸出電壓波形的影響，討論考慮開關死區時的諧波分析方法，並導出諧波計算公式。用計算機輔助分析和實驗方法對理想的和實際的SPWM逆變器進行對比研究，得出一些不同於現有理論的結果。

引言

對於SPWM三相半橋式逆變器，由於開關管固有開關時間ts的影響，開通時間ton往往小於關斷時間toff，因此容易發生同臂兩隻開關管同時導通的短路故障。為了避免這種故障的發生，通常要設置開關死區△t，以保證同橋臂上的一隻開關管可靠關斷後，另一隻開關管才能開通。死區的設置方式有兩種：一種是提前關斷、延滯開通的雙邊對稱設置;另一種是按時關斷、延滯△t開通的單邊不對稱設置。典型的電壓型三相SPWM半橋式逆變器如圖1(a)所示。其中圖 1(b)是死區對稱設置時的波形圖；圖1(c)是死區不對稱設置時的波形圖。在這兩種波形圖中，uAO為相與直流電源中點「0」之間的理想電壓波形(載波比)，uAO′為設置死區時的電壓波形。

在感性負載時，當V1導通時A點為，當V4導通時A點為。在死區△t內V1和V4都不導通時，感性負載使D1和D4續流以保持電流iA連續。當iA為正時 D4續流，A點與直流電源負極接通，A點電位為;當iA為負時D1續流，A點與直流電源正極接通，A點電位為，這樣就產生了誤差電壓uD1.4。 uD1.4與uAO′疊加就產生出實際輸出電壓uAO″。比較uAO″與uAO可知，實際輸出電壓發生了畸變。在iA為正時所有正脈衝寬度都減小△t，所有負脈衝寬度都增加△t;在iA為負時所有負脈衝寬度都減小△t，所有正脈衝寬度都增加△t。這是由死區△t內的二極體續流造成的，畸變後的實際輸出電壓波形如圖中uAO″所示。

實際輸出電壓uAO″的諧波分析

假定載波與調製波不同步，則在調製波各周期中所包含的脈衝模式就不相同，因此不能用調製波角頻

率ωs為基準，而應當用載波角頻率ωc為基準。這樣，研究它的基波與基波諧波、載波與載波諧波及其上下邊頻的分布情況時，就能很方便地用雙重傅立葉級數來表示：

1、死區雙邊對稱設置時uAO′的諧波分析

如圖1(b)所示，uAO′相當於二極體不續流時輸出電壓的波形。載波三角波的方程式為：

正弦調製波的方程式為：

對於理想波uAO，二階SPWM波正脈衝前沿(負脈衝後沿)採樣點a為：

令x=ωct;y=ωst，則可得

二階SPWM波負脈衝前沿(正脈衝後沿)採樣點b為：

圖2uAO′與uD1.4的向量相加和uAO″、uAO′、uD1.4的向量關係

對於圖1(b)中uAO′，在x=ωct的2πk-到2π(k+1)-區間內，可以得到二階SPWM波的時間函數為：

經分析可以得出：

uAO′=sinωst+Jo()cosm·

sin(mNωst)-Jn()[cos(m+n)π-1]

cosmsin[(mN+n)ωst](2)

2、對死區雙邊對稱設置時uD1.4的諧波分析

圖(1)b中誤差波uD1.4，其雙重傅立葉級數中的

(3)對於載波及載波m次諧波的上下邊頻：

;Bmn=0

3、死區雙邊對稱設置時uAO″的諧波分析

由圖1(b)可知，實際波uAO″等於有死區波uAO′與誤差波uD1.4之和。由於死區是雙邊對稱設置，所以uAO′與調製波uS相位相同，電流 iA滯後於uAO′一個φ角，而誤差波uD1.4又與iA相位相反，因此，uD1.4的相位超前於uAO′180°-φ，如圖(2)所示。因此，當以 uAO′的相位為基準時可得：

uAO″=uAO′0°+uD1.4180°-φ(5)

uAO′與uD1.4的基波幅值uAO(1)′=

，由圖(2)可知：uAO″的基波幅值

4、死區單邊不對稱設置時uAO″的諧波分析

對於圖1(c)，由於死區是不對稱設置，即只在脈衝前沿設有死區△t，故uAO′滯後於調製波us的相位角為。但當以uAO′的相位為基準時，uAO″、uAO′、uD1.4的相位關係與對稱設置時相同，故按著與前面相同的方法可以得到：

uAO″=uAO′0°+uD1.4180°-φ(7)

3死區對輸出電壓波形影響的分析

無死區理想波uAO的雙重傅立葉級數方程式，可以用方程式(2)令△t=0得到：

當死區雙邊對稱設置時，理想波uAO與實際波uAO″之間的偏差電壓udev由圖1(b)，可知：

udev=uAO0°-uAO″φ′

偏差電壓udev的相位與電流iA相同，與誤差電壓uD1.4相位相反。

udev=uAO0°-uAO′0°-uD1.4180°-φ(9)

將方程式(6)、(7)與方程式(8)比較可知，死區對輸出電壓的波形存在著明顯的影響，影響的大小與死區△t的值和載波比N有關。

●死區△t的影響：空載時二極體不續流，死區對輸出電壓影響不大，感性負載時二極體續流產生誤差波uD1.4，使輸出電壓基波幅值減小，相位超前φ′角，並出現了幅值為的3、5、7……次諧波，死區△t越大，這種影響越大……

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開關電源PWM的五種反饋控制模式，你掌握了嗎？

PWM開關穩壓或穩流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內部參數變化、外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準信號的差值進行閉環反饋，調節主電路開關器件的導通脈衝寬度，使得開關電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩定。 PWM的開關頻率一般為恆定，控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開關器件峰值電流。由這些信號可以構成單環、雙環或多環反饋系統，實現穩壓、穩流及恆定功率的目的，同時可以實現一些附帶的過流保護、抗偏磁、均流等功能。對於定頻調寬的PWM閉環反饋控制系統，主要有五種PWM 反饋控制模式。下面以VDMOS開關器件構成的穩壓正激型降壓斬波器為例說明五種PWM反饋控制模式的發展過程、基本工作原理、詳細電路原理示意圖、波形、特點及應用要點，以利於選擇應用及仿真建模研究。

開關電源PWM的五種反饋控制模式

1. 電壓模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：

如圖1所示為BUCK降壓斬波器的電壓模式控制PWM反饋系統原理圖。電壓模式控制PWM是六十年代後期開關穩壓電源剛剛開始發展起就採用的第一種控制方法。該方法與一些必要的過電流保護電路相結合，至今仍然在工業界很好地被廣泛應用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環，採用脈衝寬度調製法，即將電壓誤差放大器採樣放大的慢變化的直流信號與恆定頻率的三角波上斜波相比較，通過脈衝寬度調製原理，得到當時的脈衝寬度，見圖1A中波形所示。逐個脈衝的限流保護電路必須另外附加。主要缺點是暫態響應慢。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為有較大的輸出電容C 及電感L相移延時作用，輸出電壓的變小也延時滯後，輸出電壓變小的信息還要經過電壓誤差放大器的補償電路延時滯後，才能傳至PWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯後作用是暫態響應慢的主要原因。

圖1A電壓誤差運算放大器(E/A)的作用有三：①將輸出電壓與給定電壓的差值進行放大及反饋，保證穩態時的穩壓精度。該運放的直流放大增益理論上為無窮大，實際上為運放的開環放大增益。②將開關電源主電路輸出端的附帶有較寬頻帶開關噪聲成分的直流電壓信號轉變為具有一定幅值的比較「乾淨」的直流反饋控制信號(VE)。即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。因為開關噪聲的頻率較高，幅值較大，高頻開關噪聲衰減不夠的話，穩態反饋不穩；高頻開關噪聲衰減過大的話，動態響應較慢。雖然互相矛盾，但是對電壓誤差運算放大器的基本設計原則仍是「低頻增益要高，高頻增益要低」。③對整個閉環系統進行校正，使得閉環系統穩定工作。

電壓模式控制的優點：①PWM三角波幅值較大，脈衝寬度調節時具有較好的抗噪聲裕量。②占空比調節不受限制。③對於多路輸出電源，它們之間的交互調節效應較好。④單一反饋電壓閉環設計、調試比較容易。⑤對輸出負載的變化有較好的響應調節。

電壓模式控制的缺點：①對輸入電壓的變化動態響應較慢。②補償網絡設計本來就較為複雜，閉環增益隨輸入電壓而變化使其更為複雜。③輸出LC濾波器給控制環增加了雙極點，在補償設計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行補償。

④在傳感及控制磁芯飽和故障狀態方面較為麻煩複雜。改善加快電壓模式控制瞬態響應速度的方法有二：一是增加電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一定的高頻增益。但是這樣比較容易受高頻開關噪聲干擾影響，需要在主電路及反饋控制電路上採取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理。另一方法是採用電壓前饋模式控制 PWM技術，如圖1B所示。用輸入電壓對電阻電容(RFF、 CFF)充電產生的具有可變化上斜波的三角波取代傳統電壓模式控制PWM中振盪器產生的固定三角波。因為此時輸入電壓的變化能立刻在脈衝寬度的變化上反映出來，因此該方法對輸入電壓的變化引起的瞬態響應速度明顯提高。對輸入電壓的前饋控制是開環控制，目的為了增加對輸入電壓變化的動態響應速度。對輸出電壓的控制是閉環控制。因而，這是一個有開環和閉環構成的雙環控制系統。

2. 峰值電流模式控制PWM (PEAK CURRENT-MODE CONTROL PWM)：

峰值電流模式控制簡稱電流模式控制，它的概念在六十年代後期來源於具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源。在七十年代後期才從學術上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批電流模式控制PWM集成電路的出現使得電流模式控制迅速推廣應用。主要用於單端及推挽電路。近年來，由於大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術實現上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能後的電壓模式控制的挑戰。因為這種改善性能的電壓模式控制加有輸入電壓前饋功能，並有完善的多重電流保護等功能，在控制功能上已具備大部分電流模式控制的優點，而在實現上難度不大，技術較為成熟……

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高效、低紋波DCS-Control實現無縫PWM節能轉換

采DCS-Control技術的同步降壓轉換器，它是一款可無縫轉換至節能模式的直接控制調節拓撲。這種拓撲融合了電壓模式、電流模式以及遲滯控制拓撲的眾多優點，並同時實現順滑轉入節能模式。本文為您介紹DCS-Control拓撲的工作原理，展示其在節能模式下的低輸出電壓紋波、優異的瞬態響應以及無縫模式轉換性能。

基本工作原理

DC-Control拓撲基本上是一種遲滯拓撲。但是，它整合了幾種電路，同時擁有電壓模式和電流模式拓撲的優點。圖1顯示了DC-Control拓撲的基本結構圖(取自TI的TPS62130降壓轉換器產品說明書)。

DC-Control拓撲的輸入共有兩個：反饋(FB)引腳和輸出電壓檢測(VOS)引腳。大多數DC/DC轉換器的FB引腳輸入表現均相同。它是誤差放大器或者運算放大器的高阻抗輸入，其目的是把FB引腳的誤差信號輸出至某個內部基準電壓VREF。與其它DC/DC轉換器中一樣，誤差放大器提供精確的輸出電壓調節。在輸出電壓(FB引腳)和接地之間的分壓器，設置輸出電壓的設定點。就一些器件而言，例如：TI的TPS62131等，通過一個VOS引腳分壓器內部連接FB引腳。這樣便可設置輸出電壓，減少2個外部組件，並同時降低FB引腳的敏感度。在誤差放大器周圍包含相應的補償，以確保其穩定性。

在輸出電容，VOS引腳直接連接至轉換器的輸出電壓。與FB引腳一樣，它是控制環路的高阻抗輸入。與FB引腳不同的是，VOS引腳進入某個專有電路，形成電壓斜升。之後，把該電壓斜升與誤差放大器的誤差信號比較，其同電壓模式和電流模式控制的做法一樣。VOS引腳到比較器的通路，讓DCS-Control拓撲擁有快速的遲滯響應。VOS的輸出電壓變化直接饋給比較器，並立即對器件的運行產生影響。正因如此，VOS引腳對噪聲敏感;因此，輸出電壓從輸出電容器返回至器件VOS引腳的路線應儘可能地短和直。VOS引腳電路周圍的相應補償，目的是確保穩定性。

之後，比較器向控制電路輸出一個信號，告訴它是否向柵極驅動器輸出一個開關脈衝，以控制高側MOSFET。比較器與計時器電路協同工作，同時提供最迅速的負載瞬態響應和經過調節的開關頻率。

根據VOUT與VIN的比率，計時器設置一個能夠擴展比較器「導通」時間控制的最小「導通」時間。器件產品說明書通常會使用一個方程式說明計時器設置的最小「導通」時間，例如：

在這個基於TPS62130的舉例中，目標開關時間為400ns;因此，開關頻率為其倒數，即2.5MHz。由於VOUT/VIN因素，調節後開關頻率維持在輸入和輸出電壓範圍，其根據某個降壓轉換器的理想占空比調節最小「導通」時間。因此，「導通」時間方程式還可寫為

，其準確定義了所有降壓轉換器的「導通」時間。

低側MOSFET控制較為簡單。在高側MOSFET關閉以後，低側MOSFET開啟，並有效地使電感電流斜降。當電感電流衰減至零，或者比較器讓高側MOSFET再次開啟時，低側MOSFET關閉。施加相應的死時間，以避免MOSFET出現擊穿電流……

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採用PWM高頻逆變器的補償式交流穩壓電源電路

採用PWM高頻逆變器的補償式交流穩壓電源的原理電路如圖所示。其中補償電壓uco由單相全橋逆變器產生(也可以採用半橋式或推挽式逆變器)，逆變器採用高頻SPWM調製。單相全橋逆變器的輸出電壓uab通過輸出變壓器Tr，把電壓uab變成補償電壓uco在Tr的次級輸出。Tr的次級串聯在主電路中以對市電電壓的變化進行補償，保持輸出電壓uo穩定不變。圖中LFCF為低通濾波器，以濾掉逆變器輸出電壓uab中的高次諧波。變壓器Tr次級繞組的電阻和漏感以及市電電源內阻共同組成線路阻抗Z，則當負載變化時在Z上產生的壓降會使輸出電壓隨之變化。ur為用正弦電壓發生器和鎖相環產生的標準參考電壓，鎖相環是使ur在相位上與市電電壓us同步。

……

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針對DSP控制的SPWM全橋逆變器直流偏磁研究

摘要

提出了一種基於DSP的消除SPWM全橋逆變器直流偏磁問題的控制方案，採用TI公司的DSP晶片TMS320F240來實現。在一台 400Hz6kW樣機上進行了實驗，實驗結果表明該方案能較好地解決全橋逆變器中的直流偏磁問題。

引言

近年來，SPWM逆變器已經在許多交流電能調節系統中得到廣泛應用，相對於半橋而言，全橋逆變器的開關電流減小了一半，因而更適合於大功率場合。在 SPWM全橋逆變器中，為實現輸入輸出之間的電氣隔離和得到合適的輸出電壓幅值，一般在輸出端接有基頻交流變壓器。而在輸出變壓器中，由於各種原因引起的直流偏磁問題致使鐵心飽和，從而加大了變壓器的損耗，降低了效率，甚至會引起逆變器顛覆，嚴重影響了SPWM全橋逆變器的正常運行，必須採取措施加以解決。

隨著高頻開關器件的發展，模擬瞬時值反饋控制使SPWM逆變器獲得了優良的動態響應特性和較小的諧波畸變率。但模擬控制存在著分散性大、溫度漂移及器件老化等不利因素，因而給設備調試及維護造成許多困難。數字控制克服了模擬控制的上述缺點，並具有硬體簡單、調試方便、可靠性高的優勢，因而引起了高度的重視。 本文在對SPWM全橋逆變器中輸出變壓器直流偏磁機理分析的基礎上，提出了一種數字PI控制方案，通過採樣輸出變壓器原方電流來調整觸發脈衝寬度。該方案利用DSP晶片TMS320F240在一台全數位化6kW、400Hz中頻逆變電源上得以實現，實驗結果表明所提出的方案較好地抑制了輸出變壓器的直流偏磁。

直流偏磁

DSP控制的SPWM全橋逆變器如圖1所示。直流偏磁是指由於輸出變壓器原邊電壓正負波形不對稱，引起變壓器鐵心工作磁滯回線中心點偏離零點，從而造成磁工作狀態不對稱的現象。變壓器工作時，磁感應強度B的變化率為B=dt(1)

勵磁電流Iμ的變化率為Iμ=dt(2)

式中：U1——變壓器原邊電壓；

N1——變壓器原邊繞組匝數；

Ae——變壓器鐵心截面積；

Lo——變壓器鐵心磁路長度；

μ0——空氣磁導率；

μr——變壓器鐵心相對磁導率。

如圖2所示，在SPWM全橋逆變器中，若輸出變壓器原邊電壓正負半周波形對稱，正負半波伏秒積相等，鐵心磁工作點將以原點為中心沿著磁滯回線對稱地往復運動。反之，若輸出變壓器原邊電壓正負波形不對稱，正負半波伏秒積不等，則使正負半波磁感應強度幅值不同，磁工作區域將偏向第一或第三象限，即形成直流偏磁如圖3所示……

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基於PWM晶片UC3842的醫療開關電源設計方案

摘要

基於UC3842高性能電流模式PWM晶片，提出一種醫療開關電源設計方案。 該設計AC-DC給醫療設備供電，採用單端反激式結構，實現90-264Vac供電，12V的直流輸出，具有瞬態響應快、電磁兼容好、 輸出電壓精度高等優點，能夠很好地滿足醫療設備供電需求。

引言

醫療電源是對安規及EMI、EMC比較高的設備，作為綠色開關電源，將在21世紀給人類社會帶來巨大的變化。性能優良的醫療設備系統離不開性能優良的控制模塊，而控制模塊的性能在很大程度上取決於供電電源的性能，所以高質量的供電電源系統在整個醫療系統中占有相當重要的位置。本文基於UC3842高性能電流模式PWM發生器控制的開關電源適合應用於此類系統。 本設計通過小型高頻變壓器實現輸出和輸入的完全隔離，不僅提高了電源的效率，簡化了外圍電路，也降低了電源的成本和體積。 電源輸出電壓穩定，波紋小，不間斷性能可靠同時又不會對其他設備產生輻射和傳導干擾。

單端反激式變換電路的基本結構

單端反激式變換的典型結構如圖一所示。 單端是指變壓器的磁心僅工作在磁滯回線的一側; 反激是指當開關管導通時，在初級線圈中儲存能量，而次級線圈不通， 當開關管關閉的時候，初級線圈中的能量通過次級線圈釋放給負載。這是一種成本低的調整器，可以做到輸入輸出部分的完全隔離，有較好的電壓調整率。

UC3842 晶片的性能特點

UC3842晶片是Unit rode公司的產品，是一種高性能的單端輸出式電流控制型脈寬調製器晶片， 其原理框圖如圖二所示。由5V基準電壓源、控制占空比調定的振盪器、電流測定比較器、PWM鎖存器、高增益E/A誤差放大器和適用於驅動功率MOSFET 的大電流推輓輸出電路等組成。 其主要特點是：

①外接元件少，外圍電路簡單，價格便宜；

②無需輸入變壓器，起動電流小(小於1mA)；

③具有精密的電壓基準源(±1%)；

④大電流(1A)PWM輸出級，可直接驅動功率MOS管；

⑤有欠電壓封鎖和過電流保護功能；

⑥工作頻率可達500kHz。

UC3842晶片能同時滿足較好的電氣性能和較低的成本，因而被廣泛地用於20～80W的小功率開關電源。圖二中8腳是其內部基準電壓(5V)； 7腳是其電源端，晶片工作的開啟電壓為16V，欠壓鎖定電壓為10V; 4腳接振盪電路，產生所需頻率的鋸齒波RT接在4、8腳之間，CT接在4腳和地之間。1和2腳為補償端和內部電壓比較器的反相輸入端，從3腳引入的電流反饋信號與1 腳的電壓誤差信號比較，產生一個PWM(脈寬調製)波，從6腳(輸出端)輸出該信號，控制功率器件的通斷。3腳為電流檢測輸入端。由於電流比較器輸入端設置了1V的電流鉗位，當電流過大而使電流檢測電阻R9(如圖三所示)上的電壓超過1V(即3腳電平大於1V) 時，將關斷PWM脈衝，從而達到過流保護的目的。

開關電源的電路設計

本文用UC3842為核心控制部件，設計了90—264Vac輸入、 DC12 V輸出的單端反激式開關穩壓電源。 開關電源控制電路是一個電壓、電流雙閉環控制系統。 變換器的幅頻特性由雙極點變成單極點，因此增益帶寬乘積得到了提高，穩定幅度大，具有良好的頻率響應特性。主要的功能模塊包括：EMI/EMC電路、啟動電路、反饋電路、保護電路、整流電路。以下對各個模塊的原理和功能進行分析， 開關電源電路原理圖如圖三所示。

1、EMI/EMC電路

如圖四所示，共模電感L1的差值電感與電容CX1及CX2構成了一個π型濾波器。 這種濾波器對差模干擾有較好的衰減。 除了共模電感以外，圖四中的電容CY1及CY2也是用來濾除共模干擾的。 共模濾波的衰減在低頻時主要由電感器起作用，而在高頻時大部分由電容CY1及CY2起作用。 MOV1是為了防止雷擊，能夠吸收5000Vac瞬間雷擊。

2、啟動電路

如圖三所示，電源通過啟動電阻R1給電容C4充電。 當C4電壓達到UC3842的啟動電壓門檻值時，UC3842開始工作並提供驅動脈衝，由6端輸出推動開關管工作。隨著UC3842的啟動， R1的工作也就基本結束，餘下的任務交給反饋繞組，由反饋繞組產生電壓經過D7和Z3、R8、Z1來為UC3842供電……

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