關於PWm話題，很多電源工程師工作中會遇到不同的問題。其實找到問題的根源，才能對症下藥。下面給大家分享幾篇不錯的文章，供大家學習~

單極倍頻電壓型SPWM軟開關DC/AC逆變器設計

摘要

提出了一種單極倍頻電壓型SPWM軟開關DC/AC變換器，分析了其主要工作原理並給出了主要參數設計方法，實驗結果證明了該電路確能實現軟開關，並且具有輸出濾波參數小，電壓波形質量高的優點。

引言

目前，PWM功率變換技術得到了廣泛的應用。對於工作在硬開關狀態下的PWM逆變器，由於其開關損耗大，並且產生嚴重EMI，難以滿足開關電源高頻化、綠色化的要求。為克服硬開關的不足，軟開關技術得到迅速的發展，特別是DC/DC變換器移相軟開關技術已趨於成熟。但對於DC/AC變換器，由於考慮其輸出波形質量等因素，目前，還沒有真正意義上的軟開關產品出現。雖然也出現過一些DC/AC變換器拓撲和軟開關控制技術，但這些方法還不能真正走向實用。

用諧振電路實現軟開關，是一種比較好的方法，然而這一技術需要跟蹤電路中的電壓和電流，在電壓和電流過零處實現軟開關，這必然使電路變得複雜。為較好地解決這一難題，文獻介紹了利用電感換流的非諧振軟開關PWM技術，然而這一技術只適用於雙極性電壓控制的DC/AC變換器電路。本文設計出了一種適用單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器電路。

單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器主電路

1 主電路結構

圖1所示為新型單極倍頻SPWM軟開關DC/AC逆變器主電路原理圖。圖2為其主要工作波形。該電路在硬開關SPWMDC/AC逆變器的基礎上添加了電容C1、C2、C3、C4、Cr1、Cr2、CE1、CE2電感Lr1、Lr2，其中電容C1=C2=C3=C4、Cr1=Cr2、電感Lr1=Lr2、大容量電解電容CE1=CE2視為恆壓源。這些元件為電路中的4隻功率管實現零電壓開關(ZVS)創造了條件。

2 軟開關的實現原理

單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器主電路輸出電壓，在正半周只有正脈衝電壓，在負半周只有負脈衝電壓。當S1及S4同時開通時主電路輸出正電壓脈衝；當S2及S3同時開通時主電路輸出負電壓脈衝。本文以輸出電壓的正半周的一個開關周期為例進行說明。

以下公式中的電壓、電流方向以圖1中的參考方向為準。並假設負載電流io連續……

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工程師：詳解三相PWM逆變電源的主電路設計

隨著電力電子技術的發展， 逆變器的應用已深入到各個領域， 一般均要求逆變器具有高質量的輸出波形。逆變器輸出波形質量主要包括兩個方面， 即穩態精度和動態性能。因此， 研究既具有結構和控制簡單， 又具有優良動、靜態性能的逆變器控制方案， 一直是電力電子領域研究的熱點問題。

隨著國民經濟的高速發展和國內外能源供應的緊張， 電能的開發和利用顯得更為重要。目前， 國內外都在大力開發新能源， 如太陽能發電、風力發電、潮汐發電等。一般情況下， 這些新型發電裝置輸出不穩定的直流電， 不能直接提供給需要交流電的用戶使用。為此， 需要將直流電變換成交流電， 需要時可併入市電電網。這種DC- AC 變換需要逆變技術來完成。因此， 逆變技術在新能源的開發和利用領域有著重要的地位。

脈寬調製逆變技術

1、PWM 的基本原理

1. 1 PWM( Pulse Width Modulat ion) 脈寬調製型逆變電路定義： 是靠改變脈衝寬度來控制輸出電壓， 通過改變調製周期來控制其輸出頻率的電路。

1. 2 脈寬調製的分類：

以調製脈衝的極性分，可分為單極性調製和雙極性調製兩種；

以載頻信號與參考信號頻率之間的關係分， 可分為同步調製和異步調製兩種。

1. 3 ( PWM)逆變電路的特點： 可以得到相當接近正弦波的輸出電壓和電流， 所以也稱為正弦波脈寬調製SPWM( Sinuso idal PWM) .

1. 4 SPWM控制方式： 就是對逆變電路開關器件的通斷進行控制， 使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不等的脈衝， 用這些脈衝來代替正弦波所需要的波形。按一定的規則對各脈衝的寬度進行調製，既可改變逆變電路輸出電壓的大小， 也可改變輸出頻率。

1. 5 PWM 電路的調製控制方式

1. 5.1載波比的定義：在PWM變頻電路中，載波頻率f c與調製信號頻率f r之比稱為載波比， 即N= f c/ ff 。

1. 5. 2 PWM逆變電路的控制方式： 根據載波和調製信號波是否同步， 有異步調製和同步調製兩種控制方式： 異步調製控制方式，當載波比不是3 的整數倍時， 載波與調製信號波就存在不同步的調製；二、同步調製控制方式，在三相逆變電路中當載波比為3的整數倍時， 載波與調製信號波能同步調製。

主電路的設計

本設計採用AC – DC – AC方案。採用SPWM調製方式。圖1為系統主電路和控制電路框圖。交流輸入電壓經過不控整流後得到一個直流電壓， 再經過全橋逆變電路得到交流輸出電壓。為保證系統可靠運行， 防止主電路對控制電路的干擾， 採用主、控電路完全隔離的方法， 即驅動信號用光耦隔離， 反饋信號用變壓器隔離， 輔助電源用變壓器隔離。

1 整流電路的設計

本設計運用的是三相橋式不可控整流電路。在交-直-交變頻器、不間斷電源、開關電源等應用場合中， 大都採用不可控整流電路經電容濾波後提供直接電源， 供後級的變換器、逆變器等使用。由於電路中的電力電子器件採用整流二極體， 故也稱這類電路為二極體整流電路。其電路圖如下所示：

經計算二極體應選擇HFA70NH60額定電壓600V， 額定電流70A ( 快恢復型)……

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行業人士解析PWM技術應用在逆變器中的幾大優點

逆變器的脈寬調製技術PWM是一種參考波為「調製波」，而以N倍於調製波頻率的正三角波為「載波」。由於正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形，因此，它與調製波相交時，就可以得到一組幅值相等，而寬度正比於調製波函數值的矩形脈衝序列用來等效調製波。用開關量取代模擬量，並通過對逆變器開關管的通斷控制，把直流電變交流電，這種技術叫做脈寬調製技術。當調製波為正弦波時，輸出矩形脈衝序列的脈衝寬度按照正弦函數規律變化，這種調製技術通常又稱為正弦波脈寬調製技術。

PWM技術從打的方面可以分為三大類，即波形調製PWM技術、優化PWM技術和隨機PWM技術。PWm技術可以用於電壓型逆變器，也可以用於電流型逆變器，它對於逆變器技術的發展起到了很大的推動作用。

它與多重疊加法比較，有以下一些優點：

1.電路簡單，只用一個功率控制級就既可以調節輸出電壓，又可以調節輸出頻率。

2.可以使用不可控整流橋，使系統對電網的功率因數與逆變器輸出電壓值無關。

3.可以同時進行調頻、調壓，與中間直流環節的元件參數無關，系統的動態響應速度快。

4.可以獲得更好的波形改善效果。

由於PWM技術應用於逆變器有以上顯著優點，故PWM技術在逆變器中的運用越來越普遍……

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電平光伏併網逆變器共模電壓SVPWM的抑制

引言

目前，多電平變流器以其突出的優點在高壓大功率變流器中得到了日益廣泛的應用，它不僅能減少輸出波形的諧波，也易於進行模塊化設計。二極體中點箝位式(NPC) 三電平拓撲結構即是高壓大功率變頻器的主流拓撲結構之一。然而在三電平變流器的應用中，也出現了一些問題，特別是共模電壓問題。變頻器共模電壓的抑制方法主要有兩種：一是外加無源濾波器等，或有源濾波器，這類方法會導致體積和成本顯著增加，且不易應用於高壓大容量場合；二是通過控制策略從源頭減小共模電壓，SPWM消除共模電壓的調製方法。該方式是通過異相調製來消除開關共模電壓，但是存在直流電壓利用率低、線性調製區過小的問題。

針對SPWM調製的電壓利用率低、不利於運用於各種調製比工況下的缺點，本文從三電平逆變器共模電壓形成機理出發，提出了一種基於優化電壓空間矢量(SVPWM)方法，可有效抑制三電平逆變器輸出共模電壓。並通過Matlab/Simulink軟體對該方法進行了仿真驗證， 結果表明效果良好。

光伏三電平逆變器及其共模電壓

本文研究的三電平光伏逆變器系統如圖1所示。其輸入為光伏陣列的直流電壓，逆變器主拓撲為NPC三電平結構。設直流母線電壓的幅值為Vdc，用開關狀態字 「1」,「0」和「-1」分別表示逆變器每相輸出為+Vdc/2、0和-Vdc/2的三種狀態，則三相三電平逆變器總共有27種不同的開關狀態。根據幅值和相位可以畫出三電平逆變器的電壓空間矢量圖，具體如圖2所示。

對於三電平逆變器而言， 必須保證輸出電壓的基波分量幅值與輸出頻率成一定的正比關係變化， 其共模電壓的計算與它們的觸發方式有關。設Ua、Ub、Uc分別為逆變器的三相相電壓。

因而，對應三相三電平每一種開關序列的共模電壓大小如表1所示。

通常的空間矢量調製策略都會使用圖2中所記載的19種有效矢量，以達到直流母線電壓利用率高，輸出諧波小。但是會帶來較大的輸出共模電壓，最高VCM幅值會達到了Vdc/3。圖3顯示的是母線電壓Vdc=600V時，一種普通SVPWM產生的共模電壓最大幅度達到了200V, 這樣大的共模電壓會對系統造成很大的不利影響。

抑制共模電壓SVPWM原理

從表1中的27種狀態可以看出，對於可控的PWM輸出波來講， 其輸出共模電壓的幅值在0Vdc～Vdc/2之間變化。欲減小共模電壓，應儘量不使3個輸出端與同一「+」極性端或「-」極性端連接，避免2個端子一起接到「+」極性端或「-」極性端，而另一個端子接到直流中性點，如使用表中D類的7個狀態字， 此時逆變器的輸出共模電壓為0，但不能只選用D類矢量，因為那樣雖能很好的抑制共模干擾，但卻因為少的合成矢量會造成參考電壓過渡不平滑，使得逆變器輸出線線間電壓波形變差，因此需要均衡考慮共模差模問題。

本文所研究的SVPWM算法中，就是選擇合理輸出共模電壓較小的矢量來合成參考電壓矢量。由表1可見(111,-1-1-1)，(110,101,011, 0-1-1,-10-1,-1-10)八個開關狀態造成了很大的共模干擾，因此，本研究就避開這八個開關狀態(即圖2中方框中的矢量)，這樣就能從源頭上降低逆變器的共模輸出電壓。

本文具體採用CDE三類矢量，這樣，理論上即可以把逆變器輸出共模電壓幅值降為Vdc/6。然而可用矢量的減少使得無法採用傳統的七段式脈衝觸發序列，因此，本策略採用五段式脈衝觸發序列。

基於以上分析，可依據下列步驟實現SVPWM算法：

① 確定當前矢量的幅值和角度；

② 判斷參考矢量所處的扇區及區域；

③ 確定構成該矢量的實際開關矢量；

④ 確定開關矢量的作用時間及工作順序。

本文以圖4Ⅰ扇區F區為例，在F區中各矢量持續時間為：

式2中：ta，tb，tc分別表示矢量V1、V8、V7在一個PWM周期內的持續時間；A為輸出電壓調製比；Ts為開關周期。開關變換次序為 (100，10-1，1-1-1，10-1，100)，考慮共模電壓抑制後的輸出矢量時序如圖5所示。對於該扇區的其它小三角形，按照以上過程，確定矢量作用順序，計算三角形頂點開關矢量作用時間。同理，可以計算出其他扇區內各三角形頂點開關矢量作用時間。

仿真驗證和分析

根據三電平NPC逆變器數學模型和控制策略，驗證本文提出的三電平空間矢量調製算法及其共模電壓抑制策略的有效性，針對三相電網負載進行了仿真研究，使用的是MATLAB7.0。以Simulink為平台，SimPower System工具箱為輔助。考慮到用最短的時間得到結論，模塊中的控制算法用基於解釋的S文件實現。

三電平五段法在每個採樣周期內有一相開關不動作，比三電平七段法減少了每個採樣周期內開關次數，從而減小了開關損耗，提高了效率。由於在一個開關周期內開關次數減少了，逆變輸出電壓(電流)的THD有所增大，這就對控制器參數和輸出濾波器的設計有了更高的要求。

圖6為NPC三電平逆變器的總體結構框圖，其中Three-level Bridge為NPC逆變器主拓撲，Three-phase V-I Measurement為主測量模塊，SVPWM模塊負責產生PWM波。

仿真參數和試驗波形如下：電網參數：Em=200V，f=50Hz;濾波電感：LS=1.28mH。直流母線電壓Vdc=600v。開關頻率 fS=10kHz，採樣頻率fN=10kHz。圖7至圖10為仿真試驗結果波形圖。對三相輸出的相電壓和線電壓的頻譜進行分析，線電壓的THD為 1.25%，經輸出電感濾波後得到正弦波幅值為311.4V, THD下降到0.27%，如圖8所示。相電壓的THD為23.96%，主要表現為3次諧波，與普通SVPWM/控制策略下輸出相電壓(圖9)相比較可知，諧波含量還略有下降。

圖10為採用優化SVPWM 算法後的共模電壓仿真波形。從圖中可以明顯看出，該方法可將共模電壓完全抑制到直流電壓的1/6，為100V……

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工程師分享：SPWM逆變器死區影響的幾種補償方法

引言

死區可以避免因橋臂開關管同時導通的故障，但死區同時也引起反饋二極體的續流，使輸出電壓基波幅值減小，並產生出與死區時間△t及載波比N成比例的3、5、7…次諧波，這是設置死區帶來的缺點。這個缺點對變頻調速系統的影響最為顯著。特別是在電機低速運行時，調製波角頻率ωs減小，使載波比N相對增大，因此，死區△t中二極體續流引起的基波幅值減小，和3、5、7…次諧波的增大更加嚴重。在這種情況下，為了保證系統的正常運行，就必須對死區中二極體續流的這種不良影響進行補償。

常用的最基本補償方法有兩種：一種是電流反饋型補償，另一種是電壓反饋型補償。它們的共同補償原理就是設法產生一個與二極體續流引起的誤差電壓波形相似、相位相差180°的補償電壓ucom，來抵消或減弱誤差波的影響。所謂誤差波，就是由反饋二極體續流而引起的誤差電壓。三相半橋式SPWM逆變器電路圖見圖1。

電流反饋型補償

死區設置方式有兩種，即雙邊對稱設置和單邊不對稱設置。現以雙邊對稱設置方式為例來進行說明，其結果對單邊不對稱設置方式也同樣適用。

帶死區的SPWM逆變器在感性負載時，基波幅值的減小與3、5、7…次諧波幅值的增大都與Δtωc=ΔtNωs成正比(ωc為SPWM中三角波電壓的角頻率)，隨著死區時間△t及載波比N的增加，輸出電壓基波幅值將減小，3、5、7…次諧波幅值將比例增大。當ωs減小N相對增大時，這種影響進一步加劇。為了保證逆變器的正常運行，就必須消除這種不良影響。加入補償電路就能很好地達到這個目的。採用電流反饋型的補償電路如圖2所示。通過檢測逆變器的三相輸出電流，並把它變成三相方波電壓分別加到各自的調製波us上，例如將檢測到的A相電流iA，變成方波電壓ui加到A相調製波us上，方波電壓ui使逆變器產生一個與電流iA相位相同，與誤差波uD1.4波形相似，但與uD1.4相位相反的補償電壓ucom，如圖3所示。

補償電壓ucom的相位與電流iA的相位相同，與誤差波電壓uD1.4的相位相反。由於載波三角波的每個邊都是線性的，所以us+ui調製的波形等於us 和ui調製波形的和。us產生的有死區調製波為uAO′，反饋二極體產生的誤差波為uD1.4，ui產生的調製波為ucom，所以逆變器的輸出電壓方程式為……

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電壓型PWM逆變控制系統補償網絡的設計與實現

電壓型單環迴路控制簡單，在各個領域應用最為廣泛。應用於小功率開關電源時，補償網絡可以簡單地用分壓反饋與基準放大比較來實現。而在大功率電路中校正的難度很大，精度不足。目前僅滿足於反覆調試，費時費力。本文就這個問題作一探討。

1、電壓型PWM逆變控制系統結構及原理

逆變控制系統的最終輸出可以是直流電壓、交流電壓、直流電流、交流電流、頻率或功率，在輸出部分需進行濾波。大多數逆變系統輸出是直流電壓，也就是說，系統輸出和調節的是直流電壓量，當然逆變變壓器副邊還有整流電路。脈寬調製(PWM)型開關穩壓電源就是只對輸出電壓進行採樣，實行閉環控制，這種控制方式屬電壓控制型，是一種單環控制系統。

對於這些系統，其反饋量就是輸出電壓的一定比例值，用給定電壓與反饋電壓的誤差信號來調節PWM脈衝的寬度，我們通常把這種逆變控制系統稱作電壓型PWM控制系統。對於大部分電壓型PWM逆變控制系統，不論是直流輸出還是交流輸出，其控制系統的結構框圖都可以統一地畫成如圖1所示的形式。

該逆變系統的開環傳遞函數G(S)H(S)由下式給出：

其最大缺點是：控制過程中電源電路內的電流值沒有參與進去。

眾所周知，開關電源的輸出電流是要流經電感的，故對於電壓信號有90度的相位延遲，然而對於穩壓電源來說，應當考慮電流的大小，以適應輸出電壓的變化和負載的需求，從而達到穩定輸出電壓的目的，因此僅採用輸出電壓採樣的方法，其響應速度慢，穩定性差，甚至在大信號變化時，會產生振盪，造成功率管損壞等故障。

2、系統的分析和設計

誤差放大器(或調節器)若是比例環節，式(6.12)和(6.13)都是二階的，即系統是二階系統。二階系統是一個有條件的穩定系統。另外，由於輸出濾波參數LC一般比較大，頻率參數比較低。

所以，系統在中頻段是以-40dB/dec的斜率穿過L(ω)=0這條線.在這個系統中，即使採用PI調節器，也只是為了減小穩態誤差。所以，零點也很低，中頻段仍然以-40dB/dec的斜率穿越零線，如圖3所示。

為了使系統滿足穩態性能、動態性能和穩定性的要求，就要使在該系統中就要進行校正。顯然，在中頻段，加一個串聯的超前校正環節(有源或無源)如圖4，就能使其開環幅頻特性的低、中、高頻段都能滿足要求，如圖4所示。

3、加入補償網絡

分壓反饋處，由於電感電壓滯後，所以在反饋處將R1兩端並聯一條電阻和電容的支路，通過電容電壓的超前從而使反饋能瞬時反映出輸出電壓的變化。由於R1,R2的比值很大，通過在R2的兩端並聯一個電容來感應輸出的微弱變化。

其幅頻特性曲線如下……

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