傳統的移相全橋電路（圖2）是一種十分優秀的DCDC變換器，利用輔助電感能量來實現開關管的零電壓開關，減小了開關管的開關損耗。它具有電路和控制簡單、開關管容易實現軟開關、電路效率高、EMI小等優點，被譽為最佳的DCDC變換器之一。
可是由於增加了輔助電感，在副邊二極體反向恢復過程時，二極體會產生了較大的電壓尖峰和振盪，增大了二極體開關損耗，使電路的EMI變差。如果提高二極體耐壓， 二極體的反向恢復時間更長，會使電路的性能更差。
為此提出了一些解決方法，如採用軟恢復的輸出二極體、採用RC吸收等等。Richard Redl等【1】提出的二極體箝位電路（圖3）是一種較好的解決方案。他採用在變壓器和電感之間增加兩個箝位二極體，使輸出二極體在反向恢復時間存在電感的多餘能量釋放到輸入電源中，使輸出二極體的尖峰電壓箝位。In-Dong Kim等【2】提出的第三繞組變壓器電壓箝位電路（圖4）也是一種十分優秀的解決方法。他採用四個箝位二極體和一個箝位繞組，使原邊的變壓器電壓被箝位在一定比例的輸入電壓，其比例關係可以通過箝位繞組的匝數來調節。
圖5為我們採用的諧振電感箝位軟開關電路，其特點是在傳統的移相全橋電路的諧振電感上增加一個第二繞組――箝位繞組，箝位繞組的一端與橋臂的中點連接，另一端通過兩個二極體分別箝位在正負輸入母線上。諧振電感與箝位繞組的匝比為k，一般取k>1。電路中在箝位電感迴路中串聯一個電阻。
對於移相全橋電路，器件本身的寄生參數在開關轉換過程中對電路的特性有顯著的影響，因此我們首先考慮器件的寄生參數的影響，給出等效的電路圖進行分析。
結合圖5的等效電路，將整個電路劃分為多個電路模式進行具體分析，在此給出關鍵幾個過程的分析：
模式1：t0時刻 能量反饋結束
模式2：t0-t1 電流線性上升階段
Q1Q3均已經導通，t1時刻電感電流ILr達到Io/n, 由於諧振電感繞組與箝位繞組繞組匝比k>1，因此D6不會導通。
模式3：t1-t2 輸出二極體反向恢復階段
由於輸出二極體存在反向恢復特性，因此DR2不能馬上關斷，因此變壓器繼續被短路，電感電壓為輸入電壓，原邊諧振電感的電流繼續線性上升，DR1的電流也繼續線性上升，DR2有一個線性上升的反向電流，各個電流的關係式同模式2。
經過trr時間後，即t2時刻，二極體反向恢復結束，此時：
模式4：t2-t3 諧振階段
由於寄生電容的存在，原邊電流需要向變壓器的寄生電容充電，副邊電流向DR2的反向結電容和RC吸收電路充電，因此諧振電感與等效的電容寄生參數Cs諧振。
當Vcs＝Vin時，諧振電感電壓降至零並開始反向，此時箝位二極體準備D5導通，此階段結束，電感電流達到最大值。
模式5：t3-t4 箝位階段
t3時刻箝位二極體D5導通，此時變壓器和寄生電容的電壓被箝位在Vin，諧振電感多餘的能量通過D5和Q1迴路釋放。為了加快多餘能量的釋放，在此增加了電阻Rc，因此：
其中Vds1為Q1的開通漏源壓降，Vdf5為D5的正樣導通電壓。
從上面幾個公式看，增大諧振電感和箝位繞組的變比k，有利於使電感的多餘能量儘快釋放完畢。
在t4時刻，D5的電流降至零，D5零電流關斷（DCM）。
為使D5在Q1關斷前的電流降至零，可以通過調整比例係數k和電阻值來保證。
模式6：t4-t5 功率輸出階段
模式7:t5-t6 諧振階段1
t5時刻，Q1管關斷，此時C1充電，C2放電，直至Q2的體二極體D2導通。此時諧振電感承受反壓，電感電流減小。由於變壓器電流受輸出電感箝位，因此寄生電容Cs向變壓器放電，寄生電容電壓下降。此時C1、C2、Cs和Lr均參與諧振。
模式8:t6-t7 諧振階段2
t6時刻Q2的體二極體導通，C1C2退出諧振。此階段Q2可以零電壓開通，Lr Cs繼續諧振，Lr的電流繼續減小，Cs的電壓下降，但還未到零，因此變壓器承受正向電壓Vcs， DR1繼續導通，變壓器電流為Io/n。本階段到t7時刻，Vcs的電壓降至零為止。
模式9:t7-t8 箝位階段
t7 時刻，變壓器電壓為零，輸出二極體DR2開始導通，變壓器被短路。輸出二極體DR2的電流線性上升，DR1的電流線性下降。變壓器原邊的電流也線性下降，但在t7時刻，變壓器電流Ip＝Io/n，大於諧振電感電流，因此箝位二極體D6導通，電流方向如圖所示，以彌補不足的諧振電感電流。在t8時刻，變壓器原邊電流下降到ILr，此時箝位繞組電流補充諧振電感的電流也降至零。
模式10:t8-t9 環流階段
模式11:t9-t10 諧振階段
t9時刻Q4關斷，此時Lr與C1C2諧振，C1放電，C2充電，直至Q3的體二極體導通為止。
模式12:t10-t11 能量反饋階段
諧振電感的能量繼續反饋給輸入電源，在t11時刻Q3導通。
在Q2Q3導通進入了另半個模式周期，其電路分析與前面12個模式雷同。
結合以上分析，箝位電路關鍵是能對消除輸出二極體的反向恢復產生的影響。
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