關於反激&正激話題，很多電源工程師工作中會遇到不同的問題。其實找到問題的根源，才能對症下藥。下面給大家分享幾篇不錯的文章，供大家學習~

一種寬輸出範圍的混合諧振半橋正反激變換器控制方法

不對稱諧振半橋反激變換器（AHB）應用在隔離型的直流轉直流領域，通過占空比調整半橋開關的高端開關的占空比實現對輸出電壓的控制，通過使用占空比調節方法，所以比較適合在寬輸入輸出範圍工作，比對稱半橋諧振正激變換器（LLC）有更寬的增益調節能力因而適合在需要寬範圍輸出的應用，如工業用電池充電器、USBPD充電器等領域使用。

由於變壓器副邊僅有一個繞組和二極體進行整流，當變換器的輸出功率提升到200W以上時，也會受到反激變換器的性能限制，即：副邊整流二極體或同步整流器mosfet會流過很大的峰值電流，輸出側電容也會承受較大的紋波電流，導致變換器的損耗增加，同時劣化輸出側直流的紋波電流和紋波電壓。在應用在USBPD3.1的場景上，需要變換器能滿足從5~48V的寬範圍調壓輸出，並且全範圍輸出電流都在5A規格。因此，當輸出電壓在30V以上時，輸出功率就已經大於150W，此種情況使用AHB（不對稱諧振反激變換器）的效率就離開了最佳效率工作區間。但是如果使用諧振半橋正激變換器（LLC），通過使用調頻控制的方式能實現全範圍的ZVS工作。但是LLC的特性是很難適應寬輸出範圍工作。

下圖是一個典型的LLC變換器的控制頻率F和系統DC增益G的曲線，可見LLC變換器可以在較窄的增益範圍上進行調節，通常設計為（1.25~0.75），在這段增益範圍內，只需要通過調節LLC變換器的半橋工作頻率即可實現。如果需要進一步拉低增益範圍可以在控制策略上加入丟波或跳周期等方法，但是這些操作的引入都會降低變換器的轉換效率。

如果要使用LLC變換器解決約十倍的超寬範圍輸出，則還需要在LLC的直流輸出上再增加一級BUCK/BOOST變換器來擴展其輸出範圍，這樣帶來了體積和成本的明顯升高，可見目前方案的框架。

因此提出諧振半橋混合正反激變換器的控制策略，通過在副邊增加一個MOSFET的Q3開關管來切換不對稱諧振半橋反激和對稱半橋諧振正激的工作模式。在需要輸出5~48V的約十倍的寬範圍時，可以將30~48V（或是高壓重負載範圍）的大功率工作範圍放在LLC諧振半橋正激上，通過調節頻率的方式來實現寬範圍穩壓和調節。然後把5~30V（或是低壓輕負載範圍）的中小功率工作範圍放在AHB不對稱諧振反激激上，通過占空比和頻率的調節來實現寬輸出範圍的調節，通過兩個變換器的組合工作模式來實現約10倍的輸出電壓調節和全範圍ZVS的高效率工作。解決當前LLC+BUCK的兩級方案成本高，體積大的問題，並解決了AHB方案在的更大功率輸出場景上轉換效率低和紋波電流大的問題……

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反激變換器的前世今生

反激變換器是常見的一種變換器，主要用於小功率場合。在大功率系統的輔助電源，及一些特殊應用中有廣泛的使用，本文詳細探討其拓撲的形成及直流特性。

一.反激變換器的拓撲演變

反激變換器是基於BUCK-BOOST變換器演變而來，如圖1所示，這裡採用一個mosfet和一個diode來作為開關。

當電感繞組改為兩個繞組並聯時，如圖2所示，匝比為1:1,這時電感的基本功能沒什麼變化，它和單個的電感等效。

當我們將兩個並聯繞組分開時，當Q1導通時，其中一個繞組會使用，而D1導通時，另一個繞組才會使用，從整體上看，雖然兩個繞組沒有連接在一起，但是其總電流並沒有發生變化，但是電流在兩種狀態下分布在不同的繞組中。這裡需要注意的是，電感本身包含一個磁芯，在圖2和圖3的兩種拓撲形式中，磁芯中的磁場是一樣的。

將圖3中的BUCK-BOOST拓撲做一定變化，將1:1的匝數比改為1：n以便適應更寬的工作電壓，同時將開關Q1放到原邊的對地端，方便驅動，變壓器的極性標示做一個翻轉，那麼負輸出電壓就可以變為正輸出電壓。

儘管這個雙繞組變壓器，和一般的變壓器標示沒有什麼區別，但是更確切的這個雙繞組變壓器叫做雙繞組電感，這就是反激變壓器，它的主要特點是原邊和副邊的繞組上的電流不會同時存在。在圖5中，我們通過磁化電感和理想變壓器的模型來替換雙繞組變壓器，這裡磁化電感LM的功能和BUCK-BOOST變換器的電感的功能一樣。

二．反激變換器的基本狀態分析

圖6和圖7我們給出的電路是反激變換器的兩種狀態，狀態1是當開關Q1導通時，輸入源Vg的能量存儲在磁化電感中，當二極體D1導通時，LM中存儲的能量傳遞到輸出端，這裡變壓器中兩個繞組的電流和電壓關係根據匝比去換算。

在狀態1中，當Q1導通時，如圖6所示，電感電壓vl,電容電流ic，直流源ig由下面的式子給出來。

注意，這裡電感上的電壓為輸入源電壓VG,而輸出電容的電流是負載上的電流（此處我們規定了流入電容的電流為正電流），原邊源的電流ig就是磁化電感上的電流i（此時變壓器副邊繞組斷開）……

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雙管正激磁設計以及理論缺陷分析

最近做一款500W電源輸出為240V/2.1A、18V/2A、12V/2A總輸出約560W，為了降低成本，考慮使用整流橋+雙管反激方案。 根據該項目需求，本文闡述的雙管正激拓樸結構基於理想模型的工作原理的缺陷，分析了基於基於實際模型的磁通復位工作原理以及變壓器設計。在設計實驗過程中發現了散熱器寄生電容對磁通復位過程的影響。

此外，還討論了磁通復位後開關管兩端的電壓大小與負載的變化關係，也給出相應的實驗波形。

雙管正激變換器拓樸結構由兩個功率開關管和兩個二極體構成，當二個開關管 Q1 和 Q2 同時關斷時，磁通復位電路的二個二極 管 D3 和 D4 同時導通，輸入的電流母線電壓 Vin 反向加在變壓器的 初級的勵磁電感上，初級的勵磁電感在 Vin 作用下勵磁電流從最大 值線性的減小到 0，完成變壓器磁通的復位，並將儲存在電感中的 能量返回到輸入端，沒有功率損耗，從而提高電源的效率；此外， 每個功率開關管理論的電壓應力為直流母線電壓，這樣就可以選取 相對較低的額定電壓的功率MOSFET管，成本低，而且額定功率較低的功率 MOSFET 的導通電阻小，因此可以進一步的提高效率。

所以雙管正激變換器廣泛的應用於台式計算機的主電源及大功率通信 電源、變頻器等三相電路的輔助電源中。本文將討論在一些教材和 資料中所闡述的這種拓樸結構基於理想模型的工作原理的缺陷，並分析其實際的工作原理，從而真正的理解這種電路結構的工作方式。

一、雙管正激工作過程

雙管正激變換器的拓樸結構如圖 1 所示，其中 Cin 為輸入直流 濾波電解電容，Q1 和 Q2 為主功率開關管，D1、D2 和 C1、C2 分別 為 Q1 和 Q2 的內部寄生的反並聯二極體和電容，D3、C3 和 D4、C4 分別為變壓器磁通復位二極體及其寄生的並聯電容，不考慮 Q2 的漏 極與散熱片間的寄生電容，T 為主變壓器，DR 和 DF 為輸出整流及 續流二極體，Lf 和 Co 輸出濾波電感和電容。

下面分幾個工作模式來討論其磁通復位的工作過程：

（1）模式 1：t0~t1

在 t0 時刻 Q1 和 Q2 關斷，此時 D3 也是關斷的。初級的勵磁電 感電流和漏感的電流不能突變，必須維持原方向流動，因此 C1、 Ch 和 C2 充電充電，其電壓從 0 逐漸上升， C3 和 C4 放電，其電壓 由 Vin 逐漸下降。

初始值： uC1(0) = 0 ， uC2(0) = 0 ， uC3(0) = Vin ， uC4(0) = Vin ， uC2(0) = 0，iLp (0) = IM0

由上面公式可得:

在理想的模型下，C1 = C2 ，C3 = C4， C1+C3=C2+C4所以在 t1 時 刻 C3 和 C4 的電壓下降到 0，同時 C1 和 C1 的電壓上升到 Vin，D3 和 D4 將導通，系統進入下一個過程。

在實際的工作中，事實上散熱器的寄生電容不能忽略，這個電容將參與變壓器磁通復位的過程。Q1 和 Q2 漏極與散熱片間的寄生電容的大小與漏極的面積及漏極與散熱片的距離相關。

注意電容的公式：

Q1的漏極接 Vin，散熱器接地，因此此寄生電容接在直流母線 電壓端，其兩端沒有電壓變化：duC = dVin = 0，也就沒有電流從此電 容流過：iC = 0。實際上，對於交流信號模型來說，此寄生電容相當 於短路，因此在交流等效電路中可以不必考慮。

Q2 的漏極電位在開關的過程中處於變化的狀態，因此在開關的 過程中，Q2 漏極與散熱片間的寄生電容將有電流通過。此寄生電容 為 Ch，其大小將影響到功率管的開關損耗。電容值越大，功率管漏 源極電壓隨時間的變化率 dVds/dt越小，從而減小了功率管的開關應 力，並降低了功率管關斷的功耗，並且低的 dVds/dt對 EMI 也有改善； 但是在功率管開通時，電容上儲存的能量將通過功率管放電，產生 開通損耗，形成開通的電流尖峰和噪聲……

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電源拓撲半橋、全橋、反激、正激、推挽！有啥區別呢

電源拓撲半橋、全橋、反激、正激、推挽有啥區別呢？下面詳解。

1. 單端正激式

單端：通過一隻開關器件單向驅動脈衝變壓器

正激:脈衝變壓器的原/付邊相位關係，確保在開關管導通，驅動脈衝變壓器原邊時，變壓器付邊同時對負載供電。

該電路的最大問題是：開關管T交替工作於通/斷兩種狀態，當開關管關斷時，脈衝變壓器處於「空載」狀態，其中儲存的磁能將被積累到下一個周期，直至電感器飽和，使開關器件燒毀。圖中的D3與N3構成的磁通復位電路，提供了泄放多餘磁能的渠道。

2. 單端反激式

反激式電路與正激式電路相反，脈衝變壓器的原/付邊相位關係，確保當開關管導通，驅動脈衝變壓器原邊時，變壓器付邊不對負載供電，即原/付邊交錯通斷。脈衝變壓器磁能被積累的問題容易解決，但是，由於變壓器存在漏感，將在原邊形成電壓尖峰，可能擊穿開關器件，需要設置電壓鉗位電路予以保護D3、N3構成的迴路。從電路原理圖上看，反激式與正激式很相象，表面上只是變壓器同名端的區別，但電路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。

3.推挽（變壓器中心抽頭）式

這種電路結構的特點是：對稱性結構，脈衝變壓器原邊是兩個對稱線圈，兩隻開關管接成對稱關係，輪流通斷，工作過程類似於線性放大電路中的乙類推挽功率放大器。

主要優點：高頻變壓器磁芯利用率高（與單端電路相比）、電源電壓利用率高（與後面要敘述的半橋電路相比）、輸出功率大、兩管基極均為低電平，驅動電路簡單。

主要缺點：變壓器繞組利用率低、對開關管的耐壓要求比較高（至少是電源電壓的兩倍）。

4. 全橋式

這種電路結構的特點是：由四隻相同的開關管接成電橋結構驅動脈衝變壓器原邊。

圖中T1、T4為一對，由同一組信號驅動，同時導通/關端；T2、T3為另一對，由另一組信號驅動，同時導通/關端。兩對開關管輪流通/斷，在變壓器原邊線圈中形成正/負交變的脈衝電流。

主要優點：與推挽結構相比，原邊繞組減少了一半，開關管耐壓降低一半。

主要缺點：使用的開關管數量多，且要求參數一致性好，驅動電路複雜，實現同步比較困難。這種電路結構通常使用在1KW以上超大功率開關電源電路中……

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利用單管實現的等效雙管正激、反激電路（1）

由於雙管正激、反激電路的漏感能量可以回收所以可以將功率做高並且不會發生上下管直通的情況是一種可靠性很高的電路。

如上圖雙管電路的初級需要兩個開關管及兩個二極體尤其是上管還需要特殊的驅動電路，因而會造成一定的成本增加同時也增加了驅動電路的設計難度。

參考無損吸收電路原理，只用到一個開關管就能實現了漏感能量的回收，見下圖：

無損吸收電路有個缺點應對負載突變時容易失控，Vds電壓可能會飆的很高。無損吸收電路中相當於有「兩個電感」，如果將這「兩個電感」合二為一就組成了下圖這種等效雙管電路。

圖3電路關鍵一點是初級繞組需要雙線並繞，工作時占空比不大於50%，特性同雙管電路幾乎一樣，唯一不同的就是開關管上要承受2倍的輸入電壓（雙管電路是由兩個管子共同分擔電壓）。

如果初級繞組不採用雙線並繞工藝，某些情況下開關管上的應力會高於2倍輸入電壓，如果開關管應力餘量足夠也可採用非雙向並繞此時占空比可以超過50%（與無損吸收電路相似）。

這種等效雙管電路原理相當於用一組線圈+一顆電容來替代了原雙管電路中的一個開關管+一個二極體，孰優孰劣可以根據不同的應用場合來選擇。

相似的應用還有全橋輸出電路，用一個線圈來取代兩個二極體，見下圖。

最後選用雙管反激電路進行驗證，輸入電壓Vin=100V。

上述波形實線為等效雙管反激、虛線為真雙管反激，兩種電路的仿真結果除了Vds電壓外電流及輸出電壓幾乎都是重合的，符合理論分析也驗證了這種電路可以用來等效雙管電路……

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利用單管實現的等效雙管正激、反激電路（2）

這種等效雙管電路的特性分析如下：

上圖6從（a）到（b）為等效變換，圖（b）去掉電容且將二極體下移變為常規電路（c）。

如果初級側兩繞組耦合理想則電容不起作用可以不加，電路等效於帶去磁繞組的正激變換器（圖（c）），如果初級繞組耦合的不理想那麼增加一顆電容就能實現無損吸收效果，所以這種電路是兼容了常規正激和無損吸收兩種特性的一種電路。

接下來開始發掘這種電路的特點：

• 可以不採用雙向並繞工藝，初級兩繞組的耦合程度決定了所需電容（可視為鉗位電容）的大小。

以正激電路為例假設初級繞組耦合不理想，不同鉗位電容下的仿真結果如下：

上圖中實線為大鉗位電容波形、虛線為小鉗位電容波形。如果初級兩繞組耦合的不理想既漏感大就需要更大的鉗位電容，這點同RCD鉗位相似又因是無損吸收所以效率會高一些。

• 等效雙管正激的初級兩個繞組都具備驅動能力提高了變壓器利用率。

下面對比雙管正激、單管正激及等效雙管正激電路特點：

（a）雙管正激多用了一個開關和一個二極體，驅動相對複雜些。

（b）單管正激初級兩繞組需要較好的耦合度，最大的缺點是多出的復位繞組降低了變壓器的利用率。

（c）等效雙管正激初級的兩個繞組都可以利用上，兩繞組的電流可以通過漏感進行調整提高了變壓器的利用率。

圖9中虛線是單管及雙管正激初級電流（幾乎重合），兩條實線（ik1u、ik1d）分別是等效雙管正激中上繞組和下繞組中的電流，其中（a）圖是等漏感（b）圖上漏感略大於下漏感。

• 適當的漏感有益於降低輸出二極體反向恢復引發的電流倒灌問題，下面以反激為例。

上圖中漏感較小的情況下MOS管開通時刻有一尖峰電流這是由輸出二極體反向恢復引起的，相同條件下略增大初級漏感這個尖峰電流就能得到有效抑制。

• 利用正反激拓撲可降低變壓器體積。

正激電路為了避免產生過高的無功功率勵磁電感一般都設計的比較大導致變壓器體積也較大。採用正反激拓撲可以將勵磁能量導入到輸出端解決了無功問題進而可以減小勵磁電感降低變壓器體積。圖中電流波形分別為勵磁電流iLm1、無功電流idio1及輸出電流iLo1……

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