關於諧振話題，很多電源工程師工作中會遇到不同的問題。其實找到問題的根源，才能對症下藥。下面給大家分享幾篇不錯的文章，供大家學習~

CLLC串聯諧振變換器的平均電流模式控制

本文模型基於PLECS 4.1.1環境。

這是一個雙向CLLC的理論模型，仿真目的在於考察控制方法的可行性。通常我們用單輸出電壓環或單輸出電流環做CLLC諧振拓撲的閉環控制，恆壓和恆流環在並聯的控制結構中總是只有一個環在起作用。此種類似於電壓模式的控制方法，不能解決CLLC變換器的小信號頻域模型在接近諧振頻率出現的高增益雙極點的負面問題，所以只能採取避開雙極點的方式就會導致系統的閉環帶寬非常低。當有高動態性能要求時，就顯得尤其乏力。如果可以採取傳統拓撲中的峰值或平均電流控制方法，在控制模型中提升閉環帶寬，很多問題就能迎刃而解。

由於峰值電流模式不便於在諧振拓撲上實施，所以更多的還是考慮使用平均電流模式更容易實現，但是飛兆有個峰值電流模式的IC是FAN7688用諧振電流的積分做峰值電流控制，這是屬於另闢蹊徑的騷操作，但也給我們帶來了更多的思考。可見下圖：

所以我一直在考慮能否把電壓電流雙閉環控制結構應用到諧振拓撲上。通俗的講就是電壓外環速度較慢，電流內環速度較快。電流內環用於限制功率級的傳輸特性，用於實現高速度的控制響應。由於之前一直比較懶，在PSIM環境裡面用C語言寫VCO的模型一直不是很理想，事情就沒繼續下去。當我轉到PLECS中發現該軟體提供非常易用的VCO控制模型，可以很容易在這個基礎上進行二次開發，所以就開始干。這是本文的起點。這裡感謝泡菜哥，日天哥，曹博士，向我推薦這個仿真軟體於2018年六月。

下圖是雙向CLLC的功率框架：

對輸出電流和輸出電壓進行了採樣，為了實現快速的電流內環控制也採樣了變壓器副邊電流。由於變壓器的電流為開關頻率的高頻交流量，為了實現電流內環控制，需要將其轉變為較為穩定的直流量（同開關頻率的交流量的幅度應該較低）。對變壓器高頻電流進行處理的低通濾波器就是整個系統的最為關鍵，如果該低通濾波器的低通轉折頻率太低，固然能產生較為穩定的表徵變壓器電流的被控量，但是實際電流內環的控制與實際值變壓器電流的時間延遲極大，這相當於大幅度的降低了系統的相位餘量。但是如果低通濾波器的低通轉折頻率太高，表徵變壓器電流的控制量中的交流分量太大，那麼電流內環的控制器也不能很好實現閉環控制，控制器輸出會又很大的振盪。

只能折中考慮，經過仿真測試低通濾波器的時間常數在1e-4對100KHZ的變壓器電流來說，能得到比較不錯的結果。下圖是電流內環低通濾波器：先取絕對值然後做s域的低通濾波，然後轉成數字量做控制。

變壓器電流和經過低通濾波器後的波形可見下圖中的底部：

其中綠色是變壓器電流，紅色是經過低通濾波器後的電流信號。

上部分是經過100KHZ採樣後的數字量輸出……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6509.html

LLC諧振變換器仿真分析與設計

LLC諧振變換器仿真分析與設計——24V/8A、100kHz、半橋開關電源調頻控制器模型建立與測試。

1、LLC諧振變換器工作原理分析

原始資料：AN-4151 Half-Bridge LLC REsonant Converter Design Using FSFR-Series Fairchild Power Switch (FPS™).PDF

簡介：不斷提高的開關電源功率密度受到無源器件尺寸限制，當其工作於較高頻率時無源器件的尺寸能夠顯著降低——例如變壓器和濾波器，然而開關器件損耗卻大大提高。為使開關電源工作於高頻並降低整機損耗，經常採用諧振變換技術——電壓/電流按照正弦模式進行改變、開關器件處於軟開關狀態，因此大大降低開關損耗和系統噪聲。

在各種諧振變換器中，LC系列諧振變換器最簡單而且應用最廣泛——整流、負載網絡與LC諧振網絡相串聯，如下圖1所示，三者工作於分壓狀態。通過改變驅動電壓頻率使得諧振網絡阻抗變化，輸入電壓在諧振阻抗和反射負載之間進行分壓，所以LC系列諧振變換器的直流增益總小於1。輕載時負載電阻遠遠大於諧振網絡阻抗，所有輸入電壓都施加在負載上，故輕負載時調壓困難。從理論上講，負載開路時只有開關頻率無窮大時才能進行輸出電壓調節。

為了克服LC串聯諧振變換器限制，已經提出LLC諧振變換器。LLC諧振變換器通過將分流電感放置在變壓器初級繞組而實現LC諧振變換器改進，具體如圖2所示。當第一次提出該種拓撲時，由於對變壓器原邊循環電流的逆向考慮，該結構並未得到很多關注，然而當輸入電壓提高、開關損耗遠遠大於導通損耗時LLC拓撲非常有效。

通常實際設計中利用變壓器磁化電感實現分流電感功能，LLC諧振變換器電路圖與LC系列諧振變換器相同，唯一區別在於磁化電感值。雖然串聯諧振變換器具有比LC系列諧振電感（）大得多的磁化電感值，但LLC諧振變換器中的磁化電感僅為的3〜8倍，並且通常利用變壓器氣隙實現——量變到質變……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-4696.html

無處不在的LC諧振干擾

LC諧振，在含有電容和電感的電路中，如果電容和電感串聯，可能出現在某個很小的時間段內：電容的電壓逐漸升高，而電流卻逐漸減少；與此同時電感的電流卻逐漸增加，電感的電壓卻逐漸降低。而在另一個很小的時間段內：電容的電壓逐漸降低，而電流卻逐漸增加；與此同時電感的電流卻逐漸減少，電感的電壓卻逐漸升高。電壓的增加可以達到一個正的最大值，電壓的降低也可達到一個負的最大值，同樣電流的方向在這個過程中也會發生正負方向的變化，此時我們稱為電路發生電的振盪。

電容和電感串聯，電容器放電,電感開始有有一個逆向的反衝電流，電感充電;當電感的電壓達到最大時，電容放電完畢，之後電感開始放電，電容開始充電，這樣的往復運作，稱為諧振。而在此過程中電感由於不斷的充放電，於是就產生了電磁波。

電路振盪現象可能逐漸消失，也可能持續不變地維持著。當震盪持續維持時，我們稱之為等幅振盪，也稱為諧振。

我們最為常見的可能是開關電源中的LC諧振，這可以通過增加RC snabber吸收電路解決，這在之前的文章中已經提及過。

在我們產品設計中由於寄生電容是及其常見的，而寄生電感總會在我們設計中無形產生。本文以一篇實際案例闡述由於LC諧振對產品EMC實驗的影響。

實驗現象：汽車電子產品PCBA板子（板子周圍一圈是金屬的）通過物理壓接到金屬外殼上，在進行RE實驗時發現有兩個產品出現某個頻點偏高，另一個產品未出現該頻點超標，超標的曲線如圖所示：

實驗原因分析：考慮可能是由差模干擾/共模干擾，或者兩者共同作用引起的RE輻射超標，首先對確認的干擾源差模途徑按照e=s*i*f*f/d進行處理，即增加對地濾波電容（10nf,1nf），磁珠等辦法，但都收效甚微，猜測可能是存在另外一條路徑形成RE輻射干擾，即可能存在的通過金屬外殼流入大地形成共模干擾，加上三塊樣品中有一塊樣品是沒有出現輻射超標，猜測可能是由於PCBA壓接金屬外殼不良導致的，即當出現壓接不良時，PCBA的地跟金屬外殼的連接阻抗就會較高，當干擾信號通過該條路徑形成迴路時，會出現該連接點電壓升高，對外形成輻射干擾，就是常說的地迴路阻抗變高。為了驗證該猜想，用一根導線將PCBA的金屬外邊連接到金屬外殼上，重新測試，測試結果如下所示：

發現原先的超標點仍然在，同時也出現了另外三個超標點，這是怎麼回事，可以通過下圖EMC模型進行分析，增加的導線的確降低了干擾信號的迴路阻抗，但是增加的導線也在無形中產生了寄生電感，加上金屬外殼跟大地的寄生電容，完美的復現了LC諧振，為了驗證該猜想，將該導線替換成一根長寬比小於3的銅編制接地線，重新進行實驗，測試結果如下所示……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-4500.html

LLC諧振電源如何實現ZVS？

LLC諧振變換器的優勢以及電路分析架構如下：

第一，電路結構相對簡單，有較高的效率。

第二，它可以在整個運行範圍內，實現零電壓切換（ZVS）。所有寄生元件，包括所有半導體器件的結電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感，都是用來實現ZVS 的，ZVS的實現具備的參數特性如何分解；首先看看電路的工作機理：

LLC架構的穩壓原理；將上述電路架構進行參數等效分析：

A.輸入電壓或負載（RL）變化時引起VR電壓變化

Zc=1/sCr ZL=sLr s=2лf

B.迴路中確定Cr&Lr的參數：上述等效電路通過改變頻率使1/sCr+sLr(1/2лfCr + 2лfLr)與Rac的分壓相應改變，最終維持負載電壓不變,即VR不變

當上面是有固定輸入的PFC電壓設計時，系統的負載變化時會造成系統工作頻率的變化，當負載增加時， MOSFET開關頻率減小，當負載減小時，開關頻率增大。

其電路的特點：

1.LLC 諧振變換器可以在寬負載範圍內實現零電壓開關。

2. 能夠在輸入電壓和負載大範圍變化的情況下調節輸出，同時開關頻率變化相對很小。

3. 諧振變換器採用頻率控制，上下管的占空比各近似為50%.電路工作沒有偶次諧波分量，有好的EMI特性。

4. 無需輸出電感，可以進一步降低系統成本。

5. 對於低壓大電流設計如果輸出採用同步整流MOS,可以進一步提升效率。

設計中對於諧振電容的最小值要求：

Cr電容充當直流電源：存儲能量足以支撐Q2導通期間為負載提供能量

滿載功率為Pomax，最大輸入電壓Vinmax，電容存儲的能量=直流電源的在Q1導通期間提供能量滿足如下公式要求：

Cr最小容值滿足：

通過對LLC變換器ZVS狀態下的模態分析：

在開關管關斷時刻，諧振槽路存儲的磁能必須大於兩個開關管輸出電容完成一次充、放電所需的電能，表示為：

式中Imoff是Q1關斷時刻磁化電感Lm的電流；節點Va處的總電容Czvs

為了防止直通現象，需要在兩個驅動信號之間增加一個死區時間Td，確保一個開關管徹底關斷後才允許另一個開關管開啟!

為了達到ZVS,在兩個MOSFET輪換開通之間存在死區時間TD。由於工作在感性區域，因此輸入電流滯後於輸入電壓，當半周期結束時，諧振腔的電流Ir仍然在流入，這個電流可以消耗儲存在Czvs上的電荷，從而使節點Va點的電壓降為零，所以在另一個開關MOS開啟時為零電壓開通……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-4066.html

半橋串聯諧振變換器（SRC）：閉環分析1

上圖為半橋串聯諧振變換器的閉環仿真電路圖，以下對各個技術進行粗淺的分析，還請各位多提意見，謝謝！

1. 諧振頻率變化仿真

1.1 諧振頻率50kHz

1.2 諧振頻率75kHz

1.3 諧振頻率100kHz

1.4 諧振頻率125kHz

1.5 諧振頻率150kHz

1.6 諧振頻率175kHz

1.7 諧振頻率200kHz

仿真參數匯總：

對以上諧振頻率變化數據分析，可以得出以下幾個結論：

1、 從75kHz到200kHz之間，隨著諧振頻率的增加，諧振電路的最大諧振電流也同步增加，有效值諧振電流近似穩定不變；

2、 諧振頻率越高，諧振電容承受的峰峰值電壓、有效值越小，其中50kHz的諧振電容峰峰值電壓為1727.4V；

3、 從75kHz到200kHz之間，隨著諧振頻率的增加，輸出整流二極體最大值電流同比小幅度增加，輸出整流二極體有效值電流近似恆定不變；

4、 諧振頻率的變化，輸出效率在50kHz、100kHz分別為80.0598%、78.015%，其他諧振頻率點的效率並不突出，也就是說諧振頻率的變化對輸出效率有直接的影響。以下再選取10kHz到50kHz諧振頻率，以及200kHz到300kHz諧振頻率進行仿真，驗證諧振頻率的分布情況……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5119.html

LLC電路的諧振工作模態淺析

LLC諧振電路是常用的拓撲，廣泛應用在目前的熱門應用中，本文主要從典型諧振狀態來分析其基本工作過程，後續我們將逐步擴展到其它工作狀態。

一.電路工作基本條件及電路組成

如上圖1所示，當Q1,和Q2交替導通時，相當於一個幅值為Vdc的方波電壓加在上圖中的諧振腔部分，那麼必然在諧振腔電路中產生正弦電流。正弦電流和基波電壓的基本相位關係主要有三種，電壓電流同相位，電壓超前於電流相位，電壓滯後於電流相位。當電壓超前於電流時電路處於感性工作區域，電壓滯後於電流相位時電路處於容性工作狀態。本文重點分析感性工作狀態區域。

這裡我們進行開關節點的狀態分析，單獨將開關部分拿出來作為圖2，如下所示。

這個半橋LLC諧振開關主要由上下mosfet Q1和Q2組成的半橋開關，我們定義諧振腔電流留出兩個電流中點時為正電流，相反方向為負電流。D1和D2為開關寄生的體二極體，C1和C2為開關的寄生電容。

二.開關的ZVS開通簡要分析

接下來，我們基於圖3所示的驅動波形及諧振腔電流波形進行ZVS開通分析。

在t0時刻，電路中的開關均處於turn off狀態，諧振腔電流中只有磁化電流且為負電流，這個電流流入電容中點進入Q1的體二極體，此時若turn on Q1開關，則由於Q1兩端的電壓非常小，則開通損耗就非常小。所以，一般認為只要在t0-t1之間的時刻開通Q1，則Q1的開通損耗非常小，此時電路處於感性工作區域，且得到ZVS開通特性……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5637.html

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