異質結雙極電晶體（HBT）類似於標準雙極電晶體，不同之處在於基極 - 發射極結通常是兩種不同半導體材料組成的半導體結，而不是具有不同摻雜濃度的相同材料。例子包括用AlGaAs做成的發射極和GaAs基極製造的HBT，磷化銦鎵（InGaP）發射極和GaAs基極，以及InP發射極和InGaAs基極。通過使發射極層重摻雜並且輕摻雜基極層，同質雙極電晶體保持良好的注入效率（從發射極注入基極的電子與從基極注入進入發射極的空穴的比率）。而HBT通過結處防止空穴注入發射極的能帶隙差來實現注入效率。這允許基極層更重的摻雜，這極大地降低了基極電阻，並且這減少了器件的傳輸時間並增加了其頻率響應。增加的基極摻雜還具有通過增加基極 - 集電極電壓使基極不易變窄的效果，因此具有更平坦的I / V特性和更負的早期（Early）電壓。圖1顯示了工作頻率為5.8 GHz的InGaP HBT功率放大器的示例。
SiGe HBT與標準矽雙極電晶體不同，因為基極由不同的半導體材料即SiGe構成，採用矽基極和發射極層形成異質結。SiGe基極層在其厚度上具有傾斜的鍺濃度，這產生的電場能減少電子從基極移動到集電極中的傳輸時間。這使得SiGe HBT能夠以比矽雙極性更高的頻率工作，並且允許基於矽的電路用於許多微波應用中。
2.1.1 電晶體的頻率響應
隨著頻率每倍頻程增加，電晶體的增益會降低約6 dB，如圖2所示。然而，增益級不一定必須要設計成以高的低頻增益工作，因為它可能不穩定並且振蕩。JM Rollett根據電晶體的散射參數（s參數）確定穩定係數K ，如方程（1）中給出，當電晶體無條件穩定時（無論電晶體的輸入或輸出呈現什麼阻抗，它都不會振蕩。），其具有大於1的值。在頻率範圍的這個區域，其中K>1，最大傳感器增益（GMAX）等於電晶體的最大可用增益（MAG），如方程（2）所示。
穩定係數K：
在K<1的頻率處，最大換能器增益（GMAX,maximum transducer gain）等於方程（3）給出的電晶體的最大穩定增益（MSG，maximum stable gain）。
無源組件
二極體
MESFET MMIC工藝中的二極體通常從柵極肖特基接觸到低摻雜半導體帽層產生。與專用的肖特基二極體MMIC工藝相比，這些二極體往往具有更高的串聯電阻，但這種串聯電阻可以通過替代工藝的方法來降低。就其低頻1 / f噪聲而言，InP HBT二極體的噪聲低於基於InP HEMT的二極體，這對振蕩器和混頻器應用非常有用。雙極工藝中的二極體可以用基極 - 發射極結或基極 - 集電極結形成。
傳輸線
當電子元件用低頻（<1MHz）導線連接在一起時，元件之間的距離與信號的波長相比非常小，因此可以假設在導線上的任何地方，電壓幅度都是相同的。而在射頻和微波頻率下，即使在微小的MMIC上，組件之間的距離也可能是信號波長的重要部分;連接金屬軌道任何一點的電壓都是信號幅度和相位的函數，因此此時必須將互連金屬線視為傳輸線。
MMIC中最常用的傳輸線稱為微帶線，它由介質基板上的金屬軌道走線組成的，背面有無限接地層，如圖3所示。軌道走線寬度和基板高度具有有限的尺寸，並且接地平面和基板寬度以及長度被假定為無限大。
電場主要限制在軌道走線的下方，但它確實從軌道走線的邊緣延伸了很長的距離。微帶傳輸線的特性主要由軌道走線的寬度與電介質高度的比（w / h）決定的，因為它們對電場和磁場模式存在主要的影響。如圖3所示，寬度與基板高度相似的走線軌道，具有更多的平行度軌道走線下方的電場，類似於平行面板電容器，因此看起來更具電容性。而如圖4所示，寬度比基板高度窄得多的軌道走線具有緊密堆積的磁場線，看起來更像是簡單的導線;因此，它表現得更具電感性。這些場模式還顯示了最小走線軌道間隔距離的經驗法則如何與走線軌道和基板尺寸相關。經驗法則是，金屬走線軌道應該與邊緣分開一個基板高度或者三個走線軌道寬度（以較小者為準），以允許合理地靠近放置，保持軌道走線之間的耦合程度最小。
無限短的均勻傳輸線的等效電路如圖5所示，其中R是每單位長度的電阻，L是每單位長度的電感，G是每單位長度的電導，C是每單位的電容長度。完整的傳輸線是無限數量的這些組件級聯起來的。當將其應用於微帶線時，R表示導體和介電損耗，G表示基板的有限電導;這些是二階效應，並且在簡單的傳輸線分析中可以忽略不計。
在這種情況下，傳輸線的特徵阻抗由方程（4）給出，沿傳輸線的傳播速度由方程（5）給出。
特徵阻抗：
波的傳播速度：
公式(4)還表明，窄軌道走線將比寬軌道走線每單位長度更具電感性，因此窄軌道走線將具有更高的特徵阻抗，而寬走線軌道的單位長度更具電容性。
從圖3和圖4中還可以看出，沿微帶傳播的電磁波的電場和磁場分量位於襯底電介質內和襯底上方的空氣內，這使微帶成為不均勻的傳輸線。這意味著在微帶線中的傳輸模式不會是純橫向電磁（TEM， transverse-electro-magnetic）模式，因為電磁波在這兩種電介質中的傳播速度是不同的，因此不能維持單個TEM模式。實際傳播模式是橫向電（TE）和橫向磁（TM）模式的混合，其在每個電介質中具有相等的傳播速度;這被稱為準TEM模式，並且可以近似被認為是在均勻電介質內行進的純TEM模式，其具有的「有效」相對介電常數（ξeff）介於基板襯底的相對介電常數（ξr）和空氣的相對介電常數（1）之間的值。寬走線軌道的有效介電常數的值將傾向於基板材料的相對介電常數，因為大部分電場將位於軌道走線的下方和介質基板中，並且窄軌道的值將傾向於在基板材料和空氣的相對介電常數之間的平均值，因為電場幾乎在它們之間共享，如方程（6）所示。
有效相對介電常數ξr的範圍：
有效的相對介電常數ξeff：
圖1中沿微帶傳輸線傳播的准TEM模式的有效相對介電常數的近似值（在2％以內）由方程（7）給出，其中h是基板高度，w是走線軌道寬度，並且ξr是襯底材料的相對介電常數。准TEM模式的相速度比自由空間的相速度慢了一個因子ξeff，如（8）所示，因此波長為準TEM微帶模式比自由空間短，由方程（9）給出：
微帶傳輸線的相速度：
微帶傳輸線的波長：
當比率w / h小於1時，微帶傳輸線的阻抗在方程（10）中給出，當大於1時，在方程（11）中給出微帶傳輸線的阻抗。
在MMIC工藝中，基板高度通常固定為100μm或200μm，因此走線軌道的阻抗由走線軌道的寬度設定。MMIC工藝的實際軌道寬度範圍為約6μm至120μm，這對應於約120ΩW降至40ΩW的微帶特徵阻抗。
上述公式適用於計算微帶傳輸線的阻抗和波長的近似值，但實際上，由MMIC工藝製造的微帶傳輸線比圖3和4中所示的簡單形式更複雜，並且它們的特性不容易從封閉的數學方程式表達。例如，圖6顯示一些互連金屬走線軌道被輕微蝕刻到基板材料中，並且可以位於多個介電層的上方或下方，多個介電層遠離金屬走線軌道的邊緣處的平面，其中電場最集中。因此，許多代工廠使用二維半（2.5D）的仿真工具來找到微帶阻抗的值，然後使用MMIC工藝製造的環形諧振器給出有效相對介電常數和每單位長度損耗的值。使用2.5D模擬器得到的200μm厚基板上的微帶傳輸線的特徵阻抗如圖7所示，上下金屬層軌道作為軌道走線寬度的函數。典型的微帶環諧振器測試結構如圖8所示，這種諧振器的傳輸響應類型如圖9所示。
諧振器的長度設計成在要表征的頻率範圍內產生大約六個諧振傳輸峰值。應調整環形諧振器的電容耦合，使其最大傳輸損耗約為-20 dB，因此測量的是環的無負載響應，同時保持最低傳輸峰值遠遠超出系統測量的本底噪聲。當構成環的傳輸線的長度是在傳輸線上傳播的波的整數個波長數量時，環在傳輸中諧振。諧振峰值的寬度由諧振器的Q因子確定，並用於確定傳輸線的損耗。因此，可以擬合物理傳輸線模型，其具有特徵阻抗（Z0），有效相對介電常數（ξeff），每單位長度損耗（A）和物理長度（L）的參數，以及圍繞每個諧振峰值的測量數據。
在擬合模型的過程中，特徵阻抗值來自傳輸線結構的2.5D的仿真模擬，物理長度是構成環形諧振器的軌道中心線的長度，然後諧振的中心頻率確定有效的相對介電常數，並且諧振的寬度決定了損耗。還必須注意用於擬合模型的每個諧振峰值周圍的測量數據範圍。數據至少應涵蓋-3-dB點，並且理想情況下還指向諧振兩側的-6-dB點，以得出傳輸線損耗的準確值。然而，來自共振峰的裙邊的數據也應該被丟棄，因為它們離共振的中心頻率太遠並且傾向於使損耗值偏斜。
該表征過程給出了在整個頻率範圍和一個走線軌道寬度的六個頻率點處的特徵阻抗（Z0），有效相對介電常數（ξeff）和每單位長度損耗（A）的值。然後必須在鑄造工藝允許的範圍內對幾個不同的走線軌道寬度重複該過程。作為頻率和走線軌道寬度的函數，這些參數的變化是相當平滑的，因此它們在諧振頻率和測量的走線軌道寬度之間的值可以通過內插確定。
通過這種方法得到的200-μmGaAs襯底上30μm寬的用於構建在下部和上部金屬層中的微帶走線軌道的傳輸線的典型損耗（以分貝為單位）如圖10所示。通過這種方法得到的GaAs微帶線的典型有效介電常數如圖11所示。
MMIC中使用的第二常見傳輸線是共面波導（CPW），它由介質基板同一表面上的金屬走線軌道和接地平面組成，走線軌道與接地平面之間有固定間隙，如圖12所示。軌道走線寬度和間隙是有限的尺寸，地平面和襯底基板的高度，寬度和長度假定為無限大。注意，CPW的接地平面部分的寬度也對其傳輸線的特性阻抗也有影響。這在大多數情況下很小，在分析簡單的線路長度時並不重要。然而，在密集封裝的MMIC中，必須減小地平面以為其他部件騰出空間，就可能需要考慮其影響了。電場和磁場均在兩者中即電介質基板和上面的空氣中傳播，因此CPW中的傳播模式也是准TEM 模式。
電場主要限制在走線軌道和共面接地平面之間，並且通常沒有延伸到襯底基板的底表面。這意味著襯底晶片不需要從超過600μm的買入厚度減薄，從而消除了昂貴的工藝步驟並且比薄的晶片更加堅固。襯底基板的後表面可以保持清潔或金屬化。如果在後表面上使用金屬，則傳輸線被稱為接地共面波導（GCPW， grounded coplanar waveguide），但其特性與普通CPW相同，並且基板厚度遠大於走線軌道寬度。CPW傳輸線的特性主要由走線軌道寬度與到地平面的間隙的比率w / g確定，因為這是對傳播的電場和磁場模式的主要影響。已經開發了導出CPW的特徵阻抗的方法，並且GaAs襯底上的CPW的w / g比為約2以提供50ΩW的阻抗。
具有較高比率（即，走線軌道寬度遠大於間隙）的CPW具有較低的阻抗，因為間隙的閉合增加了並聯電容並降低了磁場密度。具有較低比率的CPW（即，具有比間隙窄得多的走線軌道寬度）具有較小的並聯電容，並且磁場線更緊密地包裹並且看起來更類似於簡單的走線;因此，它表現得更具電感性。理論上，實際的走線軌道和間隙尺寸可以按比例放大或縮小，並且對於相同的w / g比，阻抗將是相同的。然而，當尺寸變得非常小時，走線軌道的厚度在確定阻抗時開始起很大作用，並且傳輸損耗開始變大。
CPW傾向於用於在高微波和毫米波頻率下工作的電路，例如圖13中所示的44.5GHz直接調製器MMIC，因為微帶在這些頻率下可以變成多模的。
其他傳輸線，例如共麵條帶和槽線，也都可用於MMIC中，但它們的應用主要在用於混頻器和天線的平衡 - 不平衡轉換器（ baluns）領域中。
低電阻率襯底上的傳輸線存在幾個問題，這些問題對於高電阻率襯底可以忽略不計。這些問題包括慢波效應，傳輸線損耗增加，以及精確表征傳輸線的難度增加。
例如，用於標準CMOS工藝的矽襯底具有大約1到20Ω/ cm的電阻率;結果，這些基板上的無源組件和互連具有高損耗和低Q因子，尤其是在微波和毫米波頻率下。已經開發出技術來克服這個問題，例如使用高電阻率（1,500ΩW/ cm）矽襯底，屏蔽從矽襯底的組件[45]，並用微機電系統（MEMS）工藝去除組件周圍的矽。這些技術正在實現最先進的性能，並且允許對低電阻率襯底進行全面表征，但它們與商業矽工藝處理步驟的兼容性還有很長的路要走。但是，如果鑄造代工廠可以提供高電阻率的基板，並且設計人員可以使用CPW等傳輸線，那麼損耗可以降至接近通常用GaAs襯底基板相關的水平。事實上，越來越多的使用基於矽技術的高頻晶片公布出來，這正在形成這樣一個證據：現在很明顯，矽MMIC和射頻集成電路（RFIC）是在微波頻率頻率範圍內具有商用可能性。
傳輸線結，其中一條傳輸線連接到具有不同尺寸的另一條傳輸線，連接到多於一條其它傳輸線上，或連接到組件，都傾向於在不連續點的位置產生非傳播的漸逝凋零模式，以滿足麥克斯韋方程。這些模式隨著距離結的距離增加而快速消失，但可以產生使結看起來像小的集總電感或電容的效果。
當一個金屬層上的傳輸線穿過另一個金屬層上的傳輸線時，它們僅通過它們之間的介質層分開。這會導致它們之間的電容耦合，並且可以計算為重疊金屬區域的平行板電容，使用它們之間的介電層的平均介電常數和金屬層的分隔距離以及我們在後面的章節中會介紹公式來計算。