無線技術（OW）是對現有無線射頻（RF）技術（如WLAN和藍牙）的一種有希望的補充。有望成為現有無線射頻（RF）技術的補充，如WLAN和藍牙。它提供了廣泛的、全球可用的、未經許可的帶寬，不會干擾無線電波段。因此，這種新興技術對射頻敏感的操作環境非常有吸引力。OW的一個特殊情況是通過可見光進行通信，其額外的優勢在於同時使用光源進行照明和通信的協同潛力。最近，大功率白光LED的出現重新激發了將這兩個世界結合起來的想法，它提供了相當大的調製帶寬（-20MHz）。
此外，它們比傳統照明光源具有明顯的優勢（如潛在的高功率效率和長壽命），這使它們成為未來照明方案的有力候選者。有了可見光無線系統，就有可能在任何使用普通照明的地方，如辦公室或公共和私人交通工具中，廣播寬帶信息。我們還可以想像使用照明廣告的傳輸，汽車之間的通信（使用它們的尾燈和前燈）、交通基礎設施和汽車之間，或機器（機器人）之間。此外，可見光通信可能是一個系統的一部分，甚至在飛機上提供寬帶網際網路和移動服務。
幾項針對辦公室應用的調查報告依賴於複雜的三色LED，其理想化的帶寬為100MHz或更高。通過理論分析，我們研究了在中等規模的工廠中使用基帶和離散多音（DMT）調製進行高速傳輸的潛力。DMT信號的使用以前被考慮過，但是，是與非常低的比特率相結合的。
用白光LED照明
為了使我們的調查結果與先前研究中所使用的結果具有可比性，我們考慮了一個尺寸相同的空房間模型。房間是一個5*5*3m3的立方體，光源是安裝在離地板2.5米高的地方。該房間被認為是在辦公室里，照明的主要目的是為了照亮寫字檯。因此，我們在桌面高度（離地面0.85米）評估系統性能。對於適當的照明，需要有一定的照明表面的亮度，而對於可靠的高速數據傳輸，需要有足夠的光功率。這兩個條件都需要在系統設計中加以考慮。
即使白光可以通過紅、綠、藍三色光的適當混合而產生（三個晶片），但目前大多數的白光LED是基於一個藍色的LED晶片，上面有一個螢光粉層。這樣的LED的功率光譜是用光學光譜分析器測量的，推斷出的光譜顯示在上圖。從輻射光譜[W/m]，我們可以通過評估得到源的公式（1）通過對和的了解，對和都進行了評估，得到了這種類型的LED的轉換係數為4.2mW/lm。
該測量是通過從電流源提供直流驅動電壓和從網絡分析儀提供交流電壓來進行的。發出的光是用一個預裝的光電二極體檢測的，然後用網絡分析儀監測二極體的輸出。從這個圖中可以看出，通過抑制光學光譜的緩慢磷光部分（500-700納米），調製帶寬可以從2提高到高MHz。為了達到高調製帶寬，從而達到高數據率，應該只檢測光譜的藍色部分。大約50%的光功率駐留在這個光譜區域，因此，在藍色峰值區域可用的光功率的轉換係數（對於具有光輝的光源）是2.1mW/lm的最大值。儘管帶寬測量和轉換係數計算是針對一個特定的LED進行的，但將獲得的數值用於以類似方式製造的其他晶片是合理的。
由於一般的照明可以被認為是LED光源的主要目的（數據傳輸是其第二功能），我們需要確保足夠的水平亮度。我們將400lx視為工作場所所在區域的桌面高度的最低亮度，並將整個房間的跨度定為200-800lx。在整個研究過程中，我們調查了幾種市售的LED，並得出結論，使用具有大偏角的晶片具有實際意義，因為在這種情況下，只需要適量的LED晶片用於房間照明，保持系統的整體複雜性。我們選擇了一個LED晶片，其特點見表一，它與我們的照明目的很匹配。輻射角和可能的發光強度的參數由製造商提供，輸出的光功率是用2.1mW/lm的轉換係數計算的。
我們考慮了兩種情況，都是基於上述的LED晶片。方案A表示天花板上均勻地覆蓋著16厘米間距的LED，而在方案B中，有四個不同的區域，燈包含7厘米間隔的LED。
在圖中，說明了兩種情況下的天花板布局。假設一個LED晶片覆蓋1厘米的表面。這兩種情況都需要不到1000個晶片（見表一）。所需LED數量的巨大差異很容易解釋為這裡考慮的磷LED的發光強度高出十倍以上。
圖中顯示了桌面表面的照明分布。由於兩種情況的幾何對稱性，在圖中只考慮了桌面表面的右上角（以及所有以下的等高線圖）。在這兩種情況下，目標亮度跨度都得到了滿足，平面的主要部分至少接受400lx，因此適合作為工作場所。
白光LED的數據傳輸
在接收表面的任何一點的照明包括來自LED晶片的視線（LOS），以及從牆壁或房間內的物體反射的貢獻。LOS貢獻的通道響應可以用狄拉克脈衝建模，而漫射部分可以用積分球模型表示。一個增益為3的聚光器（120FOV），再加上一個沒有通帶衰減的藍色光譜過濾器，加起來的有效面積為厘米。這對現有的技術來說是現實的。儘管如此，光濾波器的通帶覆蓋了整個白光區域，我們只檢測藍光，因此，可以使用光譜寬度更窄的濾波器（nm），從而大大減少周圍光線的影響。根據所使用的模型，漫反射信號的增益在房間的任何地方都是恆定的，只取決於和房間的屬性（房間面積和平均反射率）。
截止頻率，取決於房間的屬性，對於一個中等大小的房間來說，大約是10MHz。然而，正如下文所示，擴散成分對整個通道帶寬沒有明顯的影響。符號間干擾（ISI）源於發射信號的多徑探測（通過電纜和空氣），並限制了傳輸速度。符號間干擾的大小取決於所選擇的傳輸方案（房間屬性、天花板上發射器晶片的分布和晶片本身的屬性）。我們假設，對於每個提交的符號，所有到達接收器的信號的延遲都超過了符號周期的一半。在第一個信號之後，所有到達接收器的信號都會對ISI產生影響。因此，重新獲得的光信號功率為（2）
鑑於傳輸信號的帶寬被限制在20MHz（LED調製帶寬），奈奎斯特符號周期被限制在25ns，如果傳輸的數據符號經歷的延遲大於12.5ns，ISI就會發生。在更現實的情況下，當滾降係數為的升餘弦脈衝時，當延遲大於18ns時就會發生ISI。我們研究了在所介紹的情況下發生ISI的可能性。兩個光學LOS路徑之間的最大延遲是由接收機FOV，以及轉發器和桌面表面之間的距離決定。在我們的案例中，僅由不同光學LOS路徑產生的ISI是不存在的。
然而，當所有的LED被同步驅動時，情況就是這樣。從一個共同的分配點到每個LED晶片的電信號路徑的巨大差異也會導致ISI。兩個晶片之間的電纜長度的最小差異，我們可以預期ISI的發生，給出的是（3）假設通過空氣的最大延遲，在提高餘弦整形的情況下，這個臨界布線差達到2.8米（奈奎斯特符號周期為1.6米）。如果超過這個路徑差，就會發生ISI，我們可以預期對可實現的傳輸速率產生重大影響。因此，將最大的電氣路徑差作為一個要求設置在信道設計上是有意義的。這個幾米的公差應該是很容易實現的，特別是在方案B中。
例如，一個方便的分配點可以在天花板的中心，通往四個燈。因此，假設一盞燈內的晶片同時被驅動是很現實的。在方案A中，適當的布線將更具挑戰性。這就是為什麼方案B比方案A更現實的原因之一，除了它需要的LED數量較少之外。因此，我們的進一步研究將主要基於方案B。為了確定通過漫反射而來的信號的影響，我們得到了桌面表面總通道的3dB頻率，根據公式(4)可以觀察到，模式在某種程度上反映了兩種方案的天花板設計（即方案A的可用帶寬是相當均勻的，而方案B的帶寬變化大得多。此外，可以肯定的是，給定的帶寬模式是來自不同晶片（即燈）的LOS信號相的破壞性和建設性干擾的結果。在這兩種情況下，可用帶寬的跨度都遠遠超過20兆赫（在桌面上最差的位置，最小頻率為90兆赫，在方案A和B中都是如此）。
因此，在感興趣的帶寬上，信道可以被認為是平面的，ISI的影響可以被忽略。在適當的照顧下，所有的LOS信號成分在不到一半的符號時間內到達接收器，漫反射的影響被整個房間的強LOS光所抑制。然而，即使是ns，在天花板很高的大房間裡（如會議廳），有可能會遇到ISI，因為光路的差異對於符號長度來說是非常重要的。
請注意，即使信道在20MHz以上是平坦的，LED在這個頻率上的調製響應將比最大值低約3dB，因此將決定現實系統中的頻率響應。為了簡單起見，我們在本文的調查中忽略了這種影響，這導致了對結果的輕微高估。在基於子載波的系統中，這個問題將被抵消，例如，預先強調較高頻率的傳輸功率譜或為其分配較低的調製順序。
我們假設所有的LED都由相同的（電）信號驅動。由於方案B中燈之間的電氣路徑差異的公差比較大，我們假設布線在這個公差範圍內。然後，在一個平面通道中，重新獲得的光信號功率是來自所有發光晶片的功率之和。對於模擬來說，它更容易被視為一個來源，，和一個虛擬通道，，這是所有LOS增益的總和。我們將參考信噪比（SNR）定義為光電二極體產生的總電信號功率（包含直流分量）超過AWGN功率的帶寬（20MHz）。矽基光電二極體的響應率在藍色區域是A/W。主要的噪聲貢獻被認為是來自於窗戶的環境光的射擊噪聲。作為一種最壞的情況，考慮了5.8W/(nmcm)的明亮天空輻照度。
圖中顯示了在布線設計在容許範圍內的情況下，方案B在桌面上的分布，表I中總結了這些數值。由於信噪比不受ISI的影響，而且照度也比較高，所以，在整個平面上保持在60dB以上。為便於比較，，還計算了最壞情況下的布線情況，當信號從四個燈中的三個到達接收器時，會引起ISI，並在圖中顯示。在這種情況下，即為
（5）可以看出，電氣路徑長度的不同會導致，從而限制了傳輸速率。很明顯，在工作平面的中心位置，下降幅度最大，在這裡，造成ISI的三盞燈的影響最大。因此，通過布線設計來認識是非常有意義的。
在我們的系統中，信號帶寬被LED的調製帶寬限制在20MHz。如果假定滾降係數為的高餘弦脈衝，只有在使用帶寬有效的調製格式時才能實現遠高於30Mbit/s的比特率。由於光無線系統的強度調製/直接檢測（IM/DD）類型，帶有水平的脈衝振幅調製（PAM）是一種在基帶傳輸中，QAM是一種節省帶寬的調製格式。然而，從電子通信理論中可以看出，在相同的誤碼率下，QAM需要比PAM（也比PSK）更低的信噪比，假設相同的調製順序，但這種類型的調製只有在我們的系統中使用子載波調製才有可能。在下文中，我們評估和比較了基帶傳輸（使用PAM）和子載波傳輸（基於DMT與QAM相結合）的性能。
圖中顯示，信噪比可以超過70dB的高水平。對於如此高的信噪比值，由非相干白光LED發射的光功率的隨機光學跳動變得很明顯。在我們的案例中，前者是THz。假設測量帶寬約為40MHz，得出的信噪比為69dB，即在整個區域內在光照度超過400lx時，可實現的信噪比被限制在69dB左右。
圖中顯示了一個PAM傳輸方案，LED被一串PAM符號所調製。為了正確地驅動光源（即確保平均光功率為），符號振幅需要進行縮放。鑑於該係數，呈現出單調的遞減函數，顯然，對於更高的或相同的信噪比需要更多的功率，即功率效率下降了。這個係數實際上代表了平均電功率和峰值電功率之間的比率。
為了支持上述結論，進行了蒙特卡洛模擬，並將模擬得到的誤碼率與用渲染的誤碼率進行了比較。在模擬中，假定了完美的同步和決策閾值。由於接收平面的可用信噪比非常高，蒙特卡洛如果用給定的參數進行模擬，就會考慮非常高的調製階數或非常低的誤碼率，這反過來又會導致計算步驟的數量過大。因此，和，假設LED晶片的光功率小10倍（導致信噪比降低20dB），進行模擬。從理論和模擬中推斷出的誤碼率被發現相差不到5%。這種差異是由於模擬符號錯誤的數量被計算複雜性限制在100個左右的事實。然而，這種差異是在90%的置信區間範圍內的。
在消退信道中，子載波調製增強了系統的穩健性。另一方面，在光學無線系統中，將信號頻譜從直流移開可以提供更好的魯棒性，以抵禦環境光噪聲和螢光照明的干擾，這在直流附近特別強烈。特別是，DMT是一種特殊類型的調製技術，具有高帶寬效率，本質上處理ISI，允許在接收器上進行簡單的均衡，並且可以完全通過數位訊號處理實現。
如圖所示，在Tx，輸入數據被分為幾個平行流，它們將被編碼並印在不同的子載波上。然後，這些數據通過格雷編碼的幫助被映射到QAM符號。一個DMT符號通過數位訊號處理形成，並用於直接調製操作源。在反快速傅立葉變換的輸入處IFFT塊，共軛對稱是對QAM符號矢量的強制執行，以確保實值的調製信號。這意味著，對於獨立的子載波（IFFT塊的第一個輸入對應於dc，不攜帶任何數據），一個IFFT塊是必要的。
在檢測和DMT解調之後，子載波被單獨處理。在信道估計之後，數據被均衡化（例如，與反信道係數相乘）。對於一個具有獨立子載波和-QAM映射的系統，每個子載波的信噪比將是子載波數量的函數和。對應於平均電功率（即信號振幅的平方平均值）和平均光功率（即信號振幅的平均值）的平方之間的比率。這種方法將導致一定量的削波噪聲，特別是對於低數量的子載波。目前正在研究對削波水平的優化。為了確保光源處的削波可以忽略不計，我們假設各個子載波上的平均信號幅度之和為。
同樣，我們可以根據所選的系統誤碼率和，確定QAM調製的最大順序。相應的淨傳輸率也將取決於循環序號的假設長度。在圖中，給出了每個子載波的最大比特數，以及相應的傳輸速率。我們還對DMT系統進行了模擬，也發現它們與圖中的預測值相差不到5%，所選擇的循環預言長度是足夠的，因為信道記憶（在所考慮的情況下計算出的長度為5.5納秒）遠遠低於25納秒的採樣間隔。因此，這兩種方法之間的決定必須根據環境（噪聲和ISI）和所需的系統複雜性來做出。
儘管QAM結合DMT比PAM更複雜，但在相同的光信噪比下，它能提供稍高的最大數據速率，而且在噪聲方面更穩健。在實踐中，我們還應該致力於建立一個靈活的系統，在ISI退化的環境中具有魯棒性，例如，大型演講廳。ISI會降低某些頻率上的信道響應。在基帶傳輸的情況下，整個信道的性能被破壞（沒有任何均衡），因此所產生的信噪比可以明顯降低。例如，在一個場景中，總接收功率的10％被延遲，足以促進ISI，它可以表明，信噪比將在約20分貝的範圍內允許。在這種情況下，DMT可以實現更好的性能，接近圖中的數值。在退化只影響到一些零星頻率的情況下，只有一些子信道會出現性能下降，而其餘的子信道仍會有高信噪比。如果在整個頻段上的響應下降，那麼可以部署自適應DMT，即用不同的QAM階數調製子載波，但要看每個子載波的信噪比。
研究總結
同時使用白光LED進行照明和數據傳輸有望產生協同效應，這在研發中越來越受到關注。我們已經表明，當檢測時抑制光學光譜的磷光部分時，市售LED的調製帶寬可以提高到MHz。從照明標準中規定的辦公室照明要求出發，我們調查了一個中型房間模型中可實現的傳輸率。假設布線是在一個舒適的公差範圍內完成的，由於通過許多視線鏈路分布的高光功率，傳輸通道可以被認為是在感興趣的帶寬上是平面的。
對基帶PAM和QAM的DMT調製的系統性能進行了比較。結果發現，這兩種技術的可實現速率是相當的，在幾百兆比特/秒的區域內。可以預計，DMT的優勢在ISI降低的環境中甚至更加明顯。分析性假設是蒙特卡洛模擬證實了這兩種模式的結果。
儘管DMT系統更為複雜，但它可以通過標準的FPGA和DSP單元完全實現。在實踐中，我們預計報告的大信噪比值將受到發射器和接收器的線性限制，要充分評估高速白光無線傳輸的實際潛力，必須進行經驗性調查。