NPC和ANPC三電平逆變器拓撲基本工作原理分析

作者：電源漫談

三電平逆變器是儲能系統或者光儲系統的基本工作拓撲，在這些應用中應用廣泛，本文主要從基本工作原理及器件選型上進行討論。

所謂的三電平是指逆變器的交流輸出端電壓相對於輸入直流電壓有三個電平，即正端1/2Vdc,負端-1/2Vdc,0三種電平電壓，輸入端直流側有兩個電容串聯，用以支撐並均衡直流側總線電壓，通過開關控制在交流側產生三電平相電壓，經過濾波電路之後得到正弦波。

一.NPC和ANPC的拓撲概要分析

上圖1中描述了NPC的拓撲，這個是一個多電平拓撲，這個拓撲中所有開關都是額定電壓設在一半的總線電壓，器件的電壓應力比較低，因此功率器件開關損耗也相對較低，所以在NPC拓撲中，對於800V-1000V的總線電壓，可以使用650V-700V等級的器件，相比1200V器件可以達到更低的開關損耗。

NPC拓撲的輸出電流紋波較小，這會優化輸出濾波電感的大小，用較小的電感維持相應的THD, 拓撲不僅可以產生較小畸變的輸出電壓，同時可以最小化開關器件的dv/dt電壓應力，從而減小EMI.

這個拓撲提供了功率的雙向傳輸，當開關頻率高於50kHz時是更好的選擇，因為其低的開關損耗和較高的效率。雖然控制上比較複雜，但是此拓撲改善了功率密度和效率等特性。作為一個雙向DC/AC拓撲，它非常適合儲能逆變器及光儲系統中的逆變部分。

除了上述優勢之外，其缺點也顯而易見，比如開關器件較多，同時對應的門級驅動器也較多。由於使用了功率二極體，所以其熱分布不均勻，熱管理也是一個挑戰。

相對於NPC拓撲而言，如上圖2所示，ANPC逆變器是一個NPC逆變器的改善版本，NPC拓撲中的二極體在這個拓撲中變為了有源開關。這樣的變化，使得系統可以得到更一致的損耗分布，使得熱管理更容易，開關的導通電壓可以減小，改善了效率和功率密度。ANPC拓撲的其餘部分和NPC基本一致，後面我們會以ANPC拓撲為例，簡述其基本工作原理……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6023.html

MOS管的應用--AB間電阻是多少？

作者：硬體微講堂

上篇文章中，關於米勒效應仿真時，在米勒平台期間漏極電流Id持續上升的問題，目前還沒有找到合理的解釋（或者哪裡出了問題）。已經把問題信號釋放出去，也請教了業內的朋友。現在是2023/2/26 23:12，我們暫且「讓子彈飛一會兒」，稍後再看效果。我們今天聊一位同學在群里問的問題，我覺得有意思，拿出來和大家分享下。

1、一道問題

如上圖所示，小明問：該電路，在A-B點間測量電阻，阻值應該是多少？

具體電路如上圖所示，你覺得應該是都是？最好能說出你的理由。

2、第一回合：眾說紛紜

起初，小明拋出問題後，群里討論的很熱鬧，眾說紛紜。有說一兩百的，有說幾百的，也有說510+Rdson，當然也有質疑通電不應該測電阻的……

當然，我也給出了「自以為的正確」答案：

①首先，明確題目所給條件不夠充分，沒有明確該MOS管的Vth。不確定柵極分壓後的2.5V，是否大於開啟電壓Vth；

②其次，按照常規應用的思路，漏極不應該懸空，應該接有電壓。這個電壓會影響MOS管所處的工作區……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6026.html

以COT控制方法簡化兩相交錯TCM PFC控制 P2

作者：楊帥鍋

前不久思考並提出基於COT控制的TCM PFC能簡化傳統PFC控制中的所需要的電網電壓電流採樣，電流內環等等，並提出了交錯的TCM控制仿真模式可見：《以COT控制方法簡化兩相交錯TCM PFC控制》。

其中使用開關電流的來做ZCD的判斷是參考了HW的樣機的思路，用了四個CT。 今天我就在想，參考ETH最初關於TCM的論文中的方法，直接使用電阻來採樣電網輸入電流，這樣只需要監測這個電阻上的電壓來實現電感電流ZCD和正負向的電流峰值的採樣，就可以省略了CT，並簡化了控制電路。

麻煩的地方就是如果直接採樣網側電阻上的電壓，這個參考點選擇就非常麻煩。要麼使用隔離的模擬採樣或者是把模擬控制地直接放在電網側。下圖是參考文獻1中的ZCD電路，它只比較電阻上電壓的正負方向抓到電感電流的ZCD點，並通過隔離數字通信傳遞到DSP控制側，其電路可見：

參考電路：

這種只監測ZCD的方法也可以實現TCM的控制，不同於使用CT抓正負向電流峰值點的方式來確定是否滿足ZVS的負向電流。監測ZCD信號，它不直接判斷電流負向峰值，而是根據電網輸入電壓，直流輸出電壓，電感量，開關的coss電容量通過計算或者擬合出所達到ZVS條件所需要的TOFF延長時間。通過電感上電壓的電感量和持續的時間即可計算到電感電流的值，所以使用監測ZCD的方法雖然不直接抓取負向電流峰值，但是只要控制好TOFF的延長時間一樣也能實現ZVS。

但是直接監測ZCD來做控制的關鍵就是COSS電容的非線性變化問題，在參考文獻2中，ETH的學者們提出一些分析和建模的方法。但是在實際的工程化中，還是可以通過實際測試所需的負向電流然後疊加一點餘量進去。通俗的說就是雖然這個點能滿足ZVS，但是為了可靠性，工程上就通常會多注入更多的負向電流，保證在全範圍內都能ZVS開關，雖然犧牲了部分效率，並非最優工作，但是還是可以讓人更加心安吧。

下圖是實際測試的一個基於TCM控制的PFC電流波形，從波形中可以看到有關於負向電流峰值的設置。它在整個正弦周期內僅做了小範圍的變化，而且為了保證ZVS，這個反向電流的值也不是很小。這種實現的出發點可能是更多的為了工程化的考慮，如果實時的計算每個周期周期的所需的負向電流，一方面的計算量大，另一方面也不能完全規避因為電感量的器件偏差的影響，索性不如直接把反向電流峰值增大，犧牲部分效率保證全範圍ZVS工作。

抓到電感電流ZCD之後的PWM配置：在上文中我們使用了比較器抓到電感的過零點，通過數字隔離器後將ZCD信號傳輸到控制DSP，以AC電網的正向方向來看。當ZCD的方波的下降沿被DSP抓到時，標誌著電感電流已經從續流管轉為從直流電容流入到電網的方向，當然在實際上比較器上會使用滯回和濾波的措施，這會導致ZCD信號滯後與電感電流過零點，這個滯後時間也需要考慮進去，會影響負向峰值電流的設置。

回來再說，DSP通過TZ或CMPSS來抓到下降沿後，可以配置為DCAEVY1.SYNC事件來重置PWM計數器，這是用來實現變頻控制的關鍵。 重置PWM計數器後，並不是直接把高端PWM的TOFF關閉，而是繼續維持續流管開通。那麼上面時候關閉續流開關呢？是通過我們之前通過計算或擬合的曲線，事先得知的為了實現ZVS所需的負向電流而延長開通的時間長度。在下圖的我畫出了TI C2000的DSP中的EPWM配置示意圖，我把PWM計數器從ZRO開始到CPA點之間的時間是給到TOFF所需的延長時間，因此我僅需調整CPA的數字即可調整高端開關的的延長開通時間，從而確定所需的負向電流的峰值，簡單的說CPA越大負向電流越大。當計數器高於所設置的CPA後，續流開關關閉，進入為了實現ZVS所設置的死區時間，然後主開關繼續開通，電感電流上升，死區時間後高端開關開通進入續流，再抓ZCD重置PWM計數器。

這種控制的關鍵是僅依靠ZCD就實現了TCM控制，但是它的問題是不能對開關進行實時的峰值電流限制，過流保護不能做。而且負向電流的峰值是依靠計算得到的，控制器是不能直接採樣來確認是否真的達到了負向峰值或者說控制器是不能真的知道，達到了能ZVS工作的關鍵條件。從某種意義來說，是一種類開環的控制。為了保證各種工況下的ZVS可靠性，我認為僅依靠ZCD的控制方式並不是很可靠性，最好能抓到負向電流峰值或者直接抓到半橋中點電壓，來觀測到系統確認能達到了ZVS開關的條件……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5968.html

光伏微逆變電路的逆變全橋典型拓撲分析

作者：電源漫談

本文我們簡要分析一下逆變部分的電路拓撲，這樣就會有一個完整的拓撲分析過程。

逆變部分主要是一個全橋拓撲，全橋電路是連接在反激變換器輸出端的，而且全橋電路針對反激變換器輸出的整流電壓，對它進行展開變換，用於控制到電網的功率流向。

圖1為全橋展開電路的MOSFET的隔離驅動電路,下面電路用到了MCP14E4-E/SN這個雙輸出驅動晶片。

接下來我們重點介紹一下這個驅動電路的特點和功能。為了保持控制器和高壓交流電路之間的電氣隔離，門級驅動變壓器用於驅動高邊和低邊的MOSFET, 這裡採用高頻228kHz，固定占空比50%的驅動信號來驅動門級變壓器，為了避免門級驅動變壓器磁飽和，陶瓷電容在串聯迴路上，放在驅動IC輸出和門級驅動變壓器之間，這些電容除去了直流偏置分量，將使用6V驅動信號驅動MOSFET.

在驅動變壓器輸出端是低通濾波器，產生純DC電壓以2倍母線頻率驅動全橋的MOSFET,為了減小器件開關損耗，所以MOSFET開關是在電壓或電流的過零點處切換。這裡說一下門級放電的特別之處，光耦跨過全橋MOSFET的門源級，去建立一個快速的放電路徑，當MOSFET關斷的時候,如果沒有這個光耦放電路徑，唯一給門級電壓放電的通路就是門源級下拉電阻，全橋展開電路顯示在圖3所示。

這裡可以看到門級驅動通過驅動變壓器進行隔離驅動，而同時通過光耦隔離電路產生門級快速放電通路。

全橋展開電路的運行波形顯示於圖4，在一個AC半周期,PWM3H開關，驅動一個展開電路的橋臂，Q2和Q5,當AC電壓接近0時，PWM3H不工作，光耦使能OPTO_DRV1, 在另一個AC半周期，PWM3L驅動MOSFET Q3和Q4,工作原理類似。從圖示上看當在AC電壓開始階段，PWM波形是使能的，輸出電壓從0開始。

由於輸出交流電壓，EMI電路是必不可少的部分。這裡有一個EMI濾波器連接到全橋展開電路輸出端。具體而言，EMI濾波器由共模電感L6, 共模電容C48, C52, 差模濾波器C51和L4, L7組成。濾波器使用現成的器件的合適降額來設計,在EMI濾波器輸出是一個430V的壓敏電阻，跨過L和N端起到保護的作用，主要是瞬態電壓尖峰保護的作用，在壓敏電阻之後是兩個保險絲，一個在AC的L線路徑上，另一個是在N線路徑上，最後一個元件串聯在保險絲上是一個鐵氧體磁珠，接下來是輸出端連接器，鐵氧體磁珠幫助抑制高頻分量。EMI濾波器的電路圖如圖5所示……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6025.html

開關電源環路學習筆記3：系統框圖

作者：硬體工程師煉成之路

我一開始就掉進一個坑：系統框圖的輸入量為什麼不是Vi，而是參考電壓Vref？參考電壓不是固定的嗎？也能作為輸入？

反饋控制系統的輸入量

我有這個問題，是因為我大學課表裡面沒有《自動控制原理》，如果學過的話應該就不會有這個問題了。

開關電源是一個自動控制系統，採取的是反饋控制的方式，是一個反饋控制系統。

下面這兩段話是教材《自動控制原理》的，我挪過來直接用了。

1、反饋控制方式是按照偏差進行控制的，其特點是不論什麼原因使被控量偏離期望值而出現偏差的時候，必定會產生一個相應的控制作用去減小或消除這個偏差，使被控量與期望值趨於一致。

2、加到反饋控制系統上的外作用有兩種類型，一種是有用輸入，一種是擾動。有用輸入決定系統被控量的變化規律，如輸入量；而擾動是系統不希望有的外作用，它破壞有用輸入對系統的控制。

仔細想想，對於我們的buck電源來說，我們的目的並不是說輸出Vo要隨電源Vi的不同而不同，而是不論輸入Vi是多少，都只有一個目的，那就是Vo恆定。

比如我們的5V轉3.3V的BUCK，是有反饋的，不管是因為什麼變化，只要輸出電壓Vo偏離了3.3V，那麼反饋Vfb與期望值Vref就會有偏差，然後系統就會根據這個偏差調節開關電源的占空比，讓Vfb朝著期望值Vref變化，最終的結果就是保證了輸出還是3.3V。總之，目的就是保證Vo時刻為3.3V。

總之，穩定狀態下，輸出是不變的，或者說系統時刻自動調節，向設定的輸出值而努力著。

可以想到，輸出量不變的原因，就是因為始終有一個不變的輸入量，這個輸入量就是Vref，它就是反饋控制系統的有用輸入。

那輸入電壓Vi是什麼呢？

Vi我覺得可以理解為系統工作的條件，一個恆定不變的Vi輸入電壓，與系統的穩定工作時所處的狀態是有關係的。比如同一個3.3V輸出的BUCK電路，5V輸入和10V輸入，儘管都能輸出3.3V，也都是穩定工作的，但是所處狀態不同，占空比不一樣，傳遞函數也不同。

如果要類比的話，我覺得這個直流輸入Vi可以看作是靜態工作點。兄弟們可以體會下，靜態工作點是三極體的工作條件，然後輸入一般認為是交流小信號，三極體放大電路對應的放大倍數一般也是針對交流小信號說的。

另外一方面，現實中buck的Vi也會有噪聲，這些噪聲可以理解為擾動輸入，對應三極體電路的小信號。

當然，開關電源的擾動可以有很多，常見的有Vi的電壓波動，還有負載電流的突然變化，它們也是現實電路中存在的。另外還有溫度上升下降，導致器件參數發生變化，外部輻射干擾等等。這些都可能會干擾系統運行。

經過上面的分析，我們可以根據結構示意圖畫出系統的框圖如下：

當然，如果vi作為輸入信號已經在腦子裡面根深蒂固了也沒關係。

我們就這麼看，當輸入Vi突然發生變化，那麼它必然會影響到Vo，Vo發生變化，那麼Vref與反饋就有了差值，差值再通過補償電路得到誤差信號，誤差信號又去改變PWM占空比，進而調節開關變換器，讓Vo朝著目標值改變……

原文連結：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6006.html

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