關於PWM話題，很多電源工程師工作中會遇到不同的問題。其實找到問題的根源，才能對症下藥。下面給大家分享幾篇不錯的文章，供大家學習~

基於PWM技術加速調光頻率來實現精準LED調光

無論LED是經由降壓、升壓、降壓/升壓或線性穩壓器驅動，連接每一個驅動電路最常見的線程就是須要控制光的輸出。現今僅有很少數的應用只需要開和關的簡單功能，絕大多數都需要從0～100%去微調亮度。目前，針對亮度控制方面，主要的兩種解決方案為線性調節LED的電流(模擬調光)或在肉眼無法察覺的高頻下，讓驅動電流從0到目標電流值之間來回切換(數字調光)。利用脈衝寬度調變(PWM)來設定循環和工作周期可能是實現數字調光的最簡單的方法，原因是相同的技術可以用來控制大部分的開關轉換器。

PWM調光能調配準確色光

一般來說，模擬調光比較容易實行，這是因為LED驅動器的輸出電流變化與控制電壓成比例，而且模擬調光也不會引發額外的電磁兼容性(EMC)/電磁干擾(EMI)潛在頻率問題。然而，大部分設計採用PWM調光的理由都是基於LED的基本特性，即放射光的位移是與平均驅動電流的大小成比例(圖1)。

對於單色LED來說，主要光波的波長會發生變化，而在白光LED 方面，出現變化的是相對色溫(CCT)。對於人們的肉眼來說，很難察覺出紅、綠或藍光LED中的奈米波長變化，尤其是當光的強度也同樣在改變，但是白光的色溫變化則比較容易察覺出來。大多數的白光LED都包含一片可放射出藍光頻譜光子的晶圓，這些光子在撞擊磷光塗層後便會放射出各種可見光範圍內的光子。在較小的電流下，磷光會成為主導並使光線偏向黃色；而在較大電流下，LED放射出來的藍光則較多，使得光線偏向藍色，同時也會產生較高的CCT。對於使用超過一個白光LED的應用，在兩個相鄰LED之間出現的CCT差異會很明顯，且視覺令人不悅，此概念可以進一步延伸將多個單色LED光線混和在一起的光源。一旦超過一個光源，任何出現在它們之間的CCT差異都會令人感到刺眼。

LED製造商會在其產品的電流特性表中指定驅動電流的大小，其只會在這些特定電流條件下對產品的主波長或CCT提供保證。PWM調光的優點在於完全毋須考慮光的強弱，也能確保LED放射出設計人員所需的顏色。這種精確的控制對於紅綠藍(RGB)應用尤其重要，因為這些應用是將不同顏色的光線混和以產生白光。

從驅動器集成電路的角度看，模擬調光面臨著輸出電流準確性的嚴峻挑戰。幾乎所有的LED驅動器都在輸出端加入某種形式的串行電阻來偵測電流，而所選用的電流感測電壓VSNS會產生一個協調作用，使電路能保持高訊號訊噪比(SNR)，同時維持低功耗，由驅動器中的容限度、偏移和延遲所引致的誤差則相對保持固定。要在封閉迴路系統中降低輸出電流，就必須要調降VSNS，但如此一來，輸出電流的準確性便會下降，直至VSNS的絕對值等於誤差電壓為止，最後，輸出電流會變得無法控制，目標輸出電流將不能被確定或保證。一般來說，PWM調光除了可以提高準確性之外，對於低階光輸出的線性控制也較模擬調光強。

調光頻率與對比度成反比

對於PWM調光訊號而言，每個LED都有限定的響應時間，圖2表示三種不同的延遲，延遲愈大者表示能達到的對比度就愈低(對光強度控制的一種測量方法)。

圖2中的時間量tD表示由邏輯訊號VDIM上升開始，至LED驅動器開始增加輸出電流開始之間的傳播延遲，而時間量tSU則表示輸出電流由0轉換到目標電流所需的時間，至於時間量tSD代表輸出電流從目標電流轉換回0所需的時間。在大多數的情況下，調光頻率fDIM愈低，對比度就愈高，這是因為這些固定延遲只會占用少部分的調光周期TDIM。調光頻率fDIM的下限約為 120Hz，假如低於此頻率，眼睛便不能再將脈衝混和成一個可見的連續光線。至於上限則取決於最低對比度的要求，對比度一般被表示成最低導通時間的倒數。

機械視覺辨識和工業檢驗等應用通常都需要較高的PWM調光頻率，主因為高速攝影機和傳感器的反應速度比人類眼睛快很多。在這類應用中，對於LED光源進行高速開和關的目的不是要降低平均的光輸出量，而是要將光輸出與傳感器或攝影機的捕捉時間進行同步化。

利用開關穩壓器來調光

為了達到每秒開關數百次或甚至數千次，以開關穩壓器為基礎的LED驅動器，須經過特別的設計考慮。針對標準電源供應而設計的穩壓器一般都會設計一根「啟動」或關閉接腳，以便供邏輯PWM訊號使用，但連帶的延遲tD則頗長，這是由於矽晶片的設計強調在響應時間內維持低停機電流。然而，專用來驅動LED 的開關穩壓器則恰好相反，它可在「啟動」接腳邏輯低時，保持內部控制電路的活動，以將tD減至最低，而當LED被關關時，則會面臨較大工作電流的困擾。

在使用PWM來達成光控制優化時，要把轉上(Slew-up)和轉下(Slew-down)延遲維持在最低，這不單為了獲得最佳的對比度，而且還可減少LED花在由0到目標所需的時間。(在此條件下，並不保證主波長或CCT與目標值相同)在這裡的標準開關穩壓器將設有一個軟啟動，通常也搭配一個軟關閉，而專用的LED驅動器會在其控制之內執行所有工作以減少這些迴轉率(Slew Rate)。要降低tSU和tSD，須要同時從矽晶片的設計和開關穩壓器所採用的拓撲著手。

具備較快速迴轉率的降壓穩壓器，比其他所有的開關拓撲結構在兩個地方表現更為優異，首先降壓穩壓器是唯一可在控制開關啟動時，將功率輸送到輸出端的開關轉換器，此特點使得電壓模式或電流模式PWM(這裡不要與PWM調光混淆)的降壓穩壓器之控制迴路，比起升壓穩壓器或其他降壓/升壓拓撲更為快速。此外，在控制開關啟動期間的功率傳輸能夠輕易改為磁滯控制，使其速度甚至比最佳的電壓模式或電流模式控制的迴路更快。其次，降壓穩壓器的電感器在整個開關周期內都是連接在輸出端，此可確保輸出電流的連續性，也意謂毋須使用輸出電容器。少了輸出電容器後，降壓穩壓器便可成為真正的高阻抗電流源，能夠迅速轉換輸出電壓。邱克型(Cuk)和Zeta轉換器雖可提供連續性輸出電感器，但由於它們的控制迴路較慢，效率也較低，因此並非最佳選擇。

PWM比「啟動」接腳更怏

即使是一個沒有輸出電容器的純磁滯降壓穩壓器，都不足以應付某些 PWM調光系統的要求，這些應用需要較高的PWM調光頻率、高對比度度，也就是要求更快速的迴轉率和更短暫的延遲時間。與機械視覺辨識和工業檢驗系統搭配應用時，舉例某些要求高性能的系統，包括液晶(LCD)面板和單槍投影機的背光照明系統，在某些情況下，PWM調光頻率必須被調高到可聽頻帶以外的 25kHz或更高的頻帶，隨著整體的調光周期已縮短至幾微秒內，包括傳導延遲在內，LED電流的上升和下降時間總和必須縮短至奈秒內。

從一個沒有輸出電容器的快速降壓穩壓器著手，出現在輸出電流開啟和關閉的延遲，是來自集成電路本身的傳導延遲和輸出電感器的物理特性。若要達到真正高速的PWM調光，兩個延遲都須被略過(By Pass)。要實現這個目標，最佳方法就是採用一個與LED並聯的電源開關(圖3)。當LED關閉時，驅動電流便會分流通過開關，作用就如同一個典型的N 型金屬氧化半導體場效電晶體(N-MOSFET)，這時集成電路會繼續運行，而電感器電流也會持續流動。

該方法的最大缺點在於LED關閉時，即使期間的輸出電壓下降到與電流感測電壓相同，仍會浪費功率。利用分路場效應電晶體(FET)來進行調光會導致輸出電壓出現急遽的移位，這使得集成電路的控制迴路必須作出響應，以嘗試維持輸出電流的穩定。正如同邏輯接腳調光般，控制迴路愈快表示響應愈好，而採用磁滯控制的降壓穩壓器則可提供最佳的回應。

利用升壓和降壓/升壓 實現快速的PWM調光

無論是升壓穩壓器或任何類型的降壓/升壓拓撲都不太適合用在PWM調光。在開始設計的時候，會發覺兩者在連續導通模式(CCM)下都會展現一個右半平面零點(Right-half Plane Zero)限制，這將無法達到頻率穩壓器所需的高控制迴路帶寬要求。此外，右半平面零點的時域效應還會使系統難以磁滯方式去控制升壓或降壓/升壓電路；另一個使情況變得更為複雜的因素是升壓穩壓器不能容忍輸出電壓下降到輸入電壓以下，這種情況會導致在輸入端產生短路，使得並列FET調光無法實行。另外，在各類的降壓/升壓拓撲技術中，並列FET調光仍然窒礙難行或極難使用，主因在於它需要輸出電容器(SEPIC、降壓/升壓和返馳式)，又或在輸出短路時會出現無法控制的輸入電感器電流(Cuk和Zeta)。

假如真的需要一個快速的PWM調光，最佳的解決方案是採用兩級系統，並以降壓穩壓器作為第二級LED驅動級。不過，若尺寸空間和成本都不容許，退而求其次的最佳選擇便是圖4中的串行開關。

雖然LED電流可在瞬間關閉，但須仔細考慮系統的響應，這種開放電路其實可看成一個快速的極端卸除瞬時，它還會中斷回饋迴路並導致穩壓器的輸出電壓無止境上升。因此，須要在輸出和/或誤差放大器加入箝位電路，以預防超載電壓所造成的損害，但由於這些箝位電路難以用外部電路的方式實現，也就是說串行式FET調光必須配合專用升壓與降壓/升壓LED驅動器集成電路才可使用……

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具有完善保護功能的DSP三相SPWM逆變電源設計

1系統介紹

根據結構不同，變頻電源可分為直接變頻電源與間接變頻電源兩大類。本文所研究的變頻電源採用間接逆變結構即交-直-交變換過程。首先通過單相全橋整流電路完成交-直變換，然後在DSP控制下把直流電源轉換成三相SPWM波形供給後級濾波電路，形成標準的正弦波。變頻系統控制器採用TI公司推出的業界首款浮點數位訊號控制器TMS320F28335，它具有150MHz高速處理能力，具備32位浮點處理單元，單指令周期32位累加運算，可滿足應用對於更快代碼開發與集成高級控制器的浮點處理器性能的要求。與上一代領先的數位訊號處理器相比，最新的F2833x浮點控制器不僅可將性能平均提升50%，還具有精度更高、簡化軟體開發、兼容定點C28xTM控制器軟體的特點。系統總體框圖如圖1所示。

2系統硬體設計

變頻電源的硬體電路主要包含6個模塊：整流電路模塊、IPM電路模塊、IPM隔離驅動模塊、輸出濾波模塊、電壓檢測模塊和TMS320F28335數位訊號處理模塊。

2.1整流電路模塊

採用二極體不可控整流電路以提高網側電壓功率因數，整流所得直流電壓用大電容穩壓為逆變器提供直流電壓，該電路由6隻整流二極體和吸收負載感性無功的直流穩壓電容組成。整流電路原理圖如圖2所示。

2.2電壓檢測模塊

電壓檢測是完成閉環控制的重要環節，為了精確的測量線電壓，通過TMS320F28335的SPI總線及GPIO口控制對輸入的線電壓進行衰減/放大的比例以滿足A/D模塊對輸入信號電平(0-3V)的要求。電壓檢測模塊採用256抽頭的數字電位器AD5290和高速運算放大器AD8202組成程控信號放大/衰減器，每個輸入通道的輸入特性為1MΩ輸入阻抗+30pF。電壓檢測模塊電路原理圖如圖3所示。

3.系統軟體設計

系統上電後按照選定的模式自舉加載程序，跳轉到主程序入口，進行相關變量、控制寄存器初始化設置和正弦表初始化等工作。接著使能需要的中斷，啟動定時器，然後循環進行故障檢測和保護，並等待中斷。主要包括三部分內容：定時器周期中斷子程序、A/D採樣子程序和數據處理算法。主程序流程圖如圖5所示。

4實驗結果

4.1測量波形

在完成上述硬體設計的基礎上，本文採用特定的PWM控制策略，使逆變器拖動感應電機運行，並進行了短路、電機堵轉等實驗，證明採用逆變器性能穩定，能可靠地實現過流和短路保護。圖6是電機在空載條件下，用數字示波器記錄的穩態電壓波形。幅度為35V，頻率為60Hz。

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全橋PWM為核心的DSP大功率數字開關電源設計

隨著電力電子技術的高速發展，開關電源得到了廣泛應用，日新月異的高科技產品也對開關電源提出了更高的要求。傳統的基於模擬控制技術的開關電源發展了很多年，各方面都比較成熟，但有其自身無法克服的缺點，數字開關電源技術的出現克服了傳統模擬控制技術的缺陷，為開關電源設計領域注入了新的活力。隨著數字控制方法、數字控制電路結構的發展和數位化開關電源市場需求的推動，數位化控制開關電源在電源領域裡的優勢越來越明顯。

本文結合電力電子技術和嵌入式技術，設計了基於DSP處理器TMS320F2812的大功率數字開關電源，實現數位化採樣、運算、控制輸出、系統監控和人機接口等功能。該設計充分發揮DSP處理器精度高、速度快等特點，提高了開關電源的輸出精度、智能度、集成度和系統穩定性。

1 系統硬體電路設計

本設計主要由輸入電網濾波、輸入整流濾波、DC-DC變換、輸出濾波、DSP控制電路、驅動電路、電壓電流反饋電路、輔助黽源電路、人機接口電路等幾部分組成。該設計總體設計框圖如圖1所示：

其基本原理是：交流輸入電壓經電網濾波、整流濾波得到直流電壓，該直流電壓在DC-DC變換電路內部經過高頻逆變、高頻變壓器隔離變換、整流等一系列變換後輸出直流電壓，最後再經過輸出濾波電路，得到需要的高質量、高品質的直流電壓。

輸入電網濾波、輸入整流濾波、輸出濾波電路、電壓電流反饋電路、輔助電源電路等部分的設計基本和傳統的模擬控制技術相同，本文不再介紹。人機接口電路主要實現檢測參數的反饋以及處理器基準電壓的實現，在本文也不做過多的介紹。本文主要介紹DSP控制電路、DC-DC變換電路、驅動電路的設計方法。

1.1 DSP控制電路

本設計採用DSP處理器TMS320F2812為核心控制晶片。

其工作原理：輸出電壓和電感電流通過反饋網絡，將反饋信號轉換為DSP所需要的電平，接至DSP的A/D轉換口，轉換後的信號與通過人機接口電路輸入的電壓基準信號一起經過電壓電流調節器獲得實際的正弦調製信號，該正弦調製信號與DSP定時器產生的三角波載波信號相交截，輸出帶有一定死區的PWM控制信號，最後經驅動單元送到IGBT。

1.2 DC-DC變換電路

全橋式變壓隔離器開關管承受最小的開關電壓和最小的開關電流，功率開關在非常安全的情況下運作。並且主變壓器只需要一個原邊繞組，通過正、反向的電壓得到正、反向磁通，副邊繞組採用全橋全波整流輸出，變壓器鐵芯和繞組得到最佳利用，使效率、功率密度得到提高，因此，本設計選用全橋隔離式PWM變換器。功率器件採用單管IGBT，IGBT屬於MOSFET和雙極型電晶體的複合器件，它具有MOSFET容易驅動的特點，還有雙極型電晶體電壓高、電流大的特點，非常適合應用於大功率開關電源電路。

DC-DC變換電路如圖2所示。圖中每個IGBT旁均並聯有阻容吸收回路(RC)作為緩衝器，在IGBT瞬間斷開時，緩衝器元件RC將通過提供交流通道減少功率管斷開時的集電極電壓應力。

工作原理如下：在圖2中，P1、P4和P2、P3分別構成全橋的兩臂，P1-P4的驅動信號分別為S1-S4，這4路驅動信號來自於驅動晶片KA101。當S1和P4信號來時，P1和P4導通，電流經過P1進入變壓器原邊，再經P4形成迴路。當S2和P3信號來時，P2和P3導通，電流經過P2進入變壓器原邊，再經P3形成迴路，但是電壓的極性與S1驅動的相反。這樣，直流電壓經過變換電路變換以後，得到的為一高頻變化的交流電壓，完成了從DC到AC的變換。然後這一交流電壓再經過高頻變壓器變壓和整流濾波電路整流濾波即可得到預期的穩定直流電壓。

1.3 驅動電路

由於TMS320F2812的PWM波驅動能力有限，而IGBT要求PWM波的驅動能力較強，所以在DSP和IGBT之間必須接相應的驅動電路，增加驅動功率，保證IGBT在最短時間內開通與關斷。該驅動電路主要完成2個功能：一是將弱電控制迴路與大功率強電主迴路實現電氣隔離：二是通過驅動電路提供IGBT開關所需的電壓和電流。

本設計採用北京落木源電子技術有限公司生產的光耦隔離驅動晶片KA101來對IGBT進行驅動。該器件保護功能完善、工作頻率較高、用戶可調參數多、價格便宜，並能與多種其他類型的驅動器兼容。DSP產生的PWM信號從驅動晶片KA101的1、2引腳輸入，通過驅動晶片內部控制變換，最終從17、18引腳輸出驅動信號接到IGBT的柵極，控制開關器件的通斷。

2 數字PID算法的實現

數字PID控制是一種採樣控制，它只能根據採樣時刻的偏差值計算控制量。因此，連續域PID控制算法不能直接使用，需要採用離散化方法。數字PID控制算法又分為位置式PID控制算法和增量式PID控制算法。還有一些改進算法如積分分離法，遇限削弱積分法，不完全微分法，微分先行法和帶死區的PID控制算法等。

本設計中，有一個預設的基準電壓，而且為了節省存儲空間所以選用增量型PID控制算法實現系統功能。根據推理原理可得增量型PID算法。

由於計算機輸出增量，所以對誤動作影響小，如果必要時可以用邏輯判斷的方法去掉，而且增量控制不易產生積分失控，容易獲得較好的調節品質……

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基於HPWM技術的大功率正弦超聲波逆變電源設計

引言

大功率超聲波裝置除用於工業清洗外，還在醫療、軍事、石油換能器技術，以及海洋探測與開發、減噪防振系統、智慧機器人、波動採油等高技術領域有著廣泛的應用前景[1]。超聲波裝置由超聲波逆變電源和換能器組成。近年來，由於新型稀土功能材料的開發和研製成功，使製造大功率超聲波換能器成為可能，但與之配套的高頻正弦逆變電源產品尚為少見。

目前，市場上的大功率正弦逆變電源均為採用IGBT製成的中低頻產品[2]，而高頻逆變電源大多數是方波電源或占空比可調的脈衝逆變電源。因此，高頻大功率正弦逆變電源已成為超聲波應用的瓶頸，使得對該電源的研製已成為急待解決的問題。這裡，應用混合脈寬調製(Hybrid Pulse Width Modulation，HPWM)控制技術，採用MOSFET並聯運行方式，應用單片機組成智能控制系統，對高性能、大功率正弦超聲波逆變電源的研製進行了研究。

系統構成

用於高性能、大功率正弦超聲波的逆變電源，其頻率為25kHz，功率為4.5kW。電壓要求在0～200V之間可調，頻率要求在10～25kHz之間可調。

1、方案的設計

圖1示出該逆變電源的系統硬體構成框圖[3]。它由AC/DC和DC/AC兩大部分組成。包含有交-直-交主電路、驅動電路、單片機控制系統、低通濾波器、顯示及保護等主要環節。

主電路由220V市電直接供電。單相交流電壓經晶閘管恆流恆壓控制模塊將交流轉換為直流，為逆變器提供恆定的直流電壓。

為了使逆變能得到性能和波形比較好的正弦輸出，需要有較大的載波比。由於其載波信號將達400～600kHz，因此只能選用MOSFET作為開關器件。但是，MOSFET的輸出功率較小，為了增大輸出功率，可採用MOSFET並聯運行的方式來解決高頻與大功率間的矛盾。

逆變部分採用頻率恆定的三角載波信號與輸入的正弦波進行異步調製。控制方式採用HPWM技術.將直流電壓逆變成一系列等幅的脈衝信號。其脈衝信號的幅度和脈寬始終與調製正弦波成正比。這些脈衝信號經低通濾波器將高頻載波信號濾除後即可得到與調製波同頻的正弦波輸出。因此只要改變輸入的調製波，就可容易地實現幅度可調的變頻正弦波輸出。

2、單片機控制系統

該電源採用專為控制逆變器設計的80C196MC單片機作為逆變的控制核心[4，5]。80C196MC單片機內部的波形發生器WFG，占用CPU時間非常短.可由P6口直接輸出4路PWM信號用於逆變器的驅動。由80C196MC和EPROM2764構成最小微機系統.將完成超聲波頻率和電壓大小的給定.以及載波頻率的設定，並模擬輸出單極性正弦波恆幅脈寬調製HPWM信號。可實現電壓幅度和頻率的顯示.以及電源的保護控制。

3、逆變主電路及HPWM控制方式

在高頻下運行時，功率管的開關損耗極大.器件易於損壞，限制了功率的提高。該電源的關鍵技術難題是在高頻條件下，如何得到大功率的變頻正弦波輸出。即逆變器的難點是如何降低開關管的開關損耗，使du/dt及di/dt應力大為下降，以實現高頻逆變。為了達到這些目的。逆變主電路採用了易於實現軟開關技術的單相全橋拓撲結構。在控制方式中採用了HPWM控制方式。圖2示出逆變器的主電路拓撲。圖3示出4個開關管的驅動信號及逆變器的輸出信號。

HPWM控制方式的實質仍屬於單極性SPWM控制方式。逆變橋輸出端得到的是三態輸出電壓波、形。在輸出電壓的正半周，正弦調製波與三角載波交/截產生的脈衝信號控制VS1和VS3橋臂高頻互補通斷;控制VS2和VS4橋臂低頻互補通斷，即VS2關斷，VS4導通。在輸出電壓的負半周，兩橋臂的工作狀態互換。

VS1一直關斷，VS3一直導通，VS2和VS4高頻調製工作。HPWM控制方式中總有兩個功率管工作在低頻情況下，在總體上減少了開關損耗，這對於在高頻下提高功率是極為有利的。與一般的SPWM控制方式相比。HPWM方式下兩個橋臂交替工作於低頻和高頻狀態，使兩個橋臂工作對稱，功率管工作狀態均衡，這將延長功率管的使用壽命，使整個電路的可靠性增加，具有電壓利用率高，諧波含量小，開關損耗低的優點。由於每個開關管都並聯了電容，在濾波電感參數選擇適當的情況下，電路很容易實現開關管的零電壓通斷(ZVS)，使du/dt及di/dt應力大為下降，完全可以實現高頻大功率逆變。

4、驅動電路

開關管的驅動電路可採用最新的LM5111驅動器。它採用 SOIC-8腳封裝，並為輸入和輸出級提供獨立的接地及參考電壓管腳，以便支持採用分開供電設計的門極驅動配置。LM5111晶片的峰值輸出電流高達 5A，LM5111的兩條5A電流驅動通道可各自獨立，也可並行連接，將峰值輸出驅動電流提高至10A，以便能以極高的效率驅動極大的功率MOSFET。 LM5111的工作頻率高達1MHz，其開通、關斷延遲小，分別為12ns和14ns。完全能滿足該電源的要求。

軟體實現

1、主程序

圖4示出主程序流程圖。它包含初始化子程序、HPWM信號產生子程序、鍵盤掃描和顯示子程序。初始化子程序中，80C196MC對堆棧地址及載波頻率等參數進行初始化，並對單片機本身的各個I/O埠、中斷及波形發生器等設定工作方式。可通過鍵盤給定所需輸出的正弦波頻率，由顯示程序進行顯示。顯示子程序可對電壓信號進行定時採樣，A/D轉換後，動態、分時顯示正弦波的頻率和幅度值。

2、HPWM信號產生子程序

HPWM是由正弦調製波與等幅的三角載波相比較產生的。波形發生器在中心對準方式下，WG—COUNTER的計數過程形成了一個虛擬的三角波載波。正弦調製波可通過查表方法實現。由於輸出HPWM波具有對稱性，因此只需建立0°～180°的正弦函數表。為了達到足夠的解析度，正弦函數表中每隔0.15°安排一個採樣點，每個數據具有15位二進位數值，占2個字節，輸出正弦波半個周期中共取1200項數據，存放在起始地址為SIGN的存儲區中。設載波頻率為fc，輸出頻率為fo，則每半個輸出正弦波周期中需要 N=fc/fo個交點值，第i個交點所對應的正弦調製波幅值可通過查表得到，其地址為SIGN+1200i/N……

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基於多電平逆變器載波PWM控制方法的仿真研究

1 引言

近年來，多電平變換器在高壓大功率方面成為研究的熱點，主要是因為它可以用低耐壓的器件實現高壓大功率輸出，無需動態均壓電路，無需變壓器；電平數的增加，改善了輸出電壓波形。目前多電平逆變器的拓撲結構有三種：二極體箝位型逆變器(Diode-clamped inverter)，飛跨電容型逆變器(Flying-capacitor inverter)和具有獨立直流電源的級聯型逆變器 (Cascaded-inverters with separate DC sources)。在這三種電路結構中，二極體箝位型應用最為廣泛，二極體箝位型五電平逆變器電路拓撲結構如圖1所示。本文主要討論二極體箝位型多電平逆變器的PWM控制方法。

多電平逆變器的PWM控制技術是多電平逆變器研究中一個相當關鍵的技術，它與多電平逆變器拓撲結構的提出是共生的，因為它不僅決定多電平逆變的實現與否，而且，對多電平逆變器的電壓輸出波形質量，電路中有源和無源器件的應力，系統損耗的減少與效率的提高都有直接的影響。到目前為止，人們已經提出了大量的多電平變換器PWM控制方法，載波的PWM控制方法和空間電壓矢量法(SVPWM)，它們都是兩電平PWM方法在多電平中的擴展。SVPWM方法因其高電壓利用率，低諧波含量以及硬體電路簡單等優點受到了廣泛的關注和應用，但當該方法應用於五電平以上的電路時，它的控制算法會變得非常複雜，因此對於五電平以上的多電平電路，採用三角載波PWM的控制方法是一種較為可行的方案。

2 消諧波PWM法(Subharmonics PWM——SHPWM)

多電平逆變器基於載波的PWM控制方法是兩電平PWM方法在多電平中的擴展，它們的原理都是電路的每相使用一個正弦調製波與幾個三角載波進行比較。

2.1 SHPWM法的原理

對於一個N電平的變換器，每相採用N-1個具有相同頻率fc和相同峰？峰值Ac的三角載波與一個頻率為fm，幅值為Am的正弦波相比較，為了使N-1個三角載波所占的區域是連續的，它們在空間上是緊密相連且整個載波集對稱分布於零參考的正負兩側。在正弦波與三角波相交的時刻，如果調製波的幅值大於某個三角波的幅值，則開通相應的開關器件，反之，如果調製波的幅值小於某個三角波的幅值則關斷該器件。該方法的原理如圖2所示。

2.2 SHPWM法仿真結果和分析

根據三角載波的相位的不同，SHPWM可分為三種典型的情況：

1)所有載波具有相同相位(PD型);

2)所有位於零基準以上的載波同相位，所有位於零基準以下的載波具有相反相位(POD型);

3)所有載波自上而下，交替反相和同相(APOD型)。

3.2 SFOPWM法的仿真結果和分析

對上述給出的開關頻率最優PWM法(SFOPWM)，按照消諧波PWM法PD型系統安排載波波形，其它仿真參數完全相同，所得仿真波形如圖7所示。由圖可見，在這種PWM方法的輸出相電壓中，諧波能量主要分布在載波頻率處，同時，由於調製波中零序分量的注入，所以在輸出相電壓中存在明顯的三次諧波，這個諧波在三相系統的線電壓中將相互抵消，最終得到的輸出相電壓和線電壓的THD分別為36.26%，14.40%。可見該PWM方法輸出線電壓的THD與PD型的SHPWM方法接近，而其最顯著的優點在於，輸出電壓的電壓調製比可以達到1.15，所以這種方法最適合希望高電壓利用率的三相電機調速系統……

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三相電壓PWM整流器空間矢量控制研究及仿真分析

傳統的PWM控制技術多用於兩電平電路的驅動控制，其主要方法是正弦脈寬調製(SPWM)，調製波為正弦波，依靠三角載波和調製波的比較得出交點實施控制，其電壓利用率低，諧波含量大。而隨著微處理器技術的發展和多電平電路的出現，湧現出很多新的控制方法，像優化PWM方式、滯環電流控制方式、電壓空間矢量控制方式等。

其中，空間電壓矢量控制通過合理地選擇、安排開關狀態的轉換順序和通斷持續時間，改變多個脈衝寬度調製電壓的波形寬度及其組合，達到較好的控制效果。相對SPWM控制，電壓空間矢量控制方法電壓利用率高、諧波含量小、大大改善了系統的靜態和動態性能，具有結構簡單、實現容易、控制精度高等特點。本文採用空間矢量控制策略，並對整流電路採用電壓外環PI和電流內環PI相結合的控制方法，建立三相電壓型PWM矢量控制方案的仿真模型，並對其進行分析研究。

1 三相電壓型PWM整流器控制方案

圖1為三相電壓型PWM整流器空間矢量控制方案圖。它是由主電路和控制迴路兩部分組成，其中，控制迴路主要由輸入電流和輸出電壓檢測、坐標變換、PI控制器和SVPWM脈衝產生等幾部分組成。其原理如下：三相交流電通過三相電壓型整流電路變為穩定的直流電壓。同時,控制迴路對主電路的輸入交流電流和輸出直流電壓進行檢測，一方面,將檢測值u0與給定值u0*進行比較後送入PI控制調節器,輸出值與電流id比較並將其輸出送入PI控制器變為電壓信號，再經坐標變換送入SVPWM脈衝產生單元，完成電壓閉環控制；另一方面，將檢測的輸入電流經坐標變換與給定電流iq*比較，送入PI控制器變為電壓信號，再經坐標變換送入SVPWM脈衝產生單元，完成電流的閉環控制。矢量控制單元通過矢量運算，生成所需要的PWM波，控制雙向變換器，達到輸出電壓的穩定和輸入側交流電流的正弦化。

2 空間矢量控制的PWM整流器仿真模型建

(1) 主電路模型

主電路仿真模型如圖2所示。它主要由輸入電源模塊、三相整流器模塊和一些電壓、電流測量單元組成。

(2)控制電路模型

控制電路仿真模型如圖3所示。它主要由PI控制器模型、坐標變換模型以及矢量控制器模型等部分組成。其中，坐標變換和矢量控制器仿真模型的建立主要根據矢量控制原理搭建而成，其仿真模型如圖4所示。

3 仿真結果

根據上面搭建的仿真模型，給定仿真參數假定如下:交流輸入側為三相260V交流電壓,交流側電感取3.4mH，直流側濾波電容為1000μF，給定直流輸出電壓為650V，開關頻率為10kHz,負載電阻為40Ω。在t=0.05s時，突加負載使負載電阻由40Ω變為20Ω……

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